電磁耦合式位移傳感器的直接數字解調電路設計

楊睿+程雪

摘 要： 針對電磁耦合式位移傳感器軸角位置的測量，采用了由旋轉變壓器AD2S80A構成的測角系統，介紹了其工作原理、硬件構成及相關參數的選擇。研究了系統與DSP的接口設計，并提出了利用鎖存器解決在讀取AD2S80A時出現的延時問題，從而提高了伺服控制系統的實時性。

關鍵詞： AD2S80A； 旋轉變壓器； 軸角?數字轉換芯片； DSP接口

中圖分類號： TN911.7?34； TP383.2 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）15?0098?03

Design of direct digital demodulation circuit for electromagnetic

coupling displacement sensor

YANG Rui， CHENG Xue

（Northwestern Polytechnical University， Xian 710129， China）

Abstract： An angle measuring system based on resolver AD2S80A was used for measurement of shaft angle position of electromagnetic coupling displacement sensor. The system working principles， hardware composition and correlative parameter are introduced. The design of interface between the system and DSP is researched. The latch is used to eliminate the time delay occuring when DSP reads AD2S80A data. Therefore， the real?time performance of the servo control system was improved.

Keywords： AD2S80A； resolver； shaft angle?digital conversion chip； DSP interface

0 引 言

旋轉變壓器是一種常用的角位置傳感器。相比測得相對位置的角位置光電編碼器，旋轉變壓器除可測得絕對位置外，還有使用可靠，使用溫度范圍大，耐潮濕，抗沖擊，抗輻射，無需維護，便宜，能在惡劣的環境下工作等優勢。另一常用角位置傳感器環形電位計，其精度易受溫度變化、磨耗及滑動器和可變電阻器之間污垢的影響。相比之下，旋轉變壓器有精度高，壽命長，耐油污，抗沖擊等優點。由于具備以上特點，旋轉變壓器被廣泛應用在伺服控制系統、機器人系統、機械工具、汽車、電力、航空航天等領域的角度、位置檢測系統中。

然而旋轉變壓器的輸出信號需進行數/模轉換等處理后，才能送入DSP中進行控制。為解決其解碼復雜這一情況，美國模擬器件公司（Analog Devices Inc.）早就為其設計了專用的集成電路以簡化其設計。但值得注意的是在DSP直接讀取AD2S80A的輸出數據時，需等待600 ns左右才能獲得穩定有效的數據，這顯然不利于系統控制的實時性。

本文所設計的接口電路，正是為了解決DSP讀取AD2S80A的延時問題，以滿足實時系統控制的要求。

1 旋轉變壓器的工作原理

旋轉變壓器是基于電磁感應原理的自整角機類位置傳感器[1]。如圖1所示，其轉子和定子上分別裝有互成90電角度的兩個繞組。當勵磁繞組以[VR=EPsin（2πft）]勵磁時，轉子繞組便產生大小與定轉子繞組軸線之間夾角的正、余弦函數關系的感應電勢。且[V正=E sin（2πft）sinφ，][V余=E sin（2πft）cosφ。]式中[φ]即為轉子所轉過的角度。所產生的正余弦信號還需送入RDC中進行解算才能被送入DSP中進行控制。

圖1 旋轉變壓器的原理圖

2 AD2S80A的解算原理

AD2S80A的作用是使用旋轉變壓器格式輸入信號（[V正]和[V余]）解算出角度[θ，]并轉換為所需要的數據類型輸出。第一步，正余弦比率乘法器將[V正]和[V余]分別與AD2S80A解算得到的角度[θ]的正余弦信號相乘，如下式：

[V′正=Esin（2πft）sinφsinθ] （1）

[V′余=E sin（2πft）sinφcosθ] （2）

再將式（1）、式（2）的結果送入差分放大器中相減，可得如式（3）的一個函數關系：

[Ve=KEcos（θ-φ）sin（2πft）] （3）

將[Ve]送入帶通濾波器，再經相敏調節，可得到誤差信號如式（4）所示：

[V′e=KEcos（θ-φ）] （4）

式中：[K]是綜合放大倍數。[V′e]經過積分環節送入至電壓控制振蕩器（VCO），VCO將產生與輸入控制信號幅值成比例關系的脈沖序列。該脈沖序列再被送至計數器進行增或減計數，而計數的方向取決于輸入電流的極性。當閉環系統穩定后， [V′e] 的輸出為零，此時計數器中的數字角度[θ]即為旋轉變壓器當前的轉角[φ，]轉換成數字量后才是RDC的最終輸出[2]。

3 AD2S80A的外圍電路設計

AD2S80A是一款單芯片、10/12/14/16位旋轉變壓器數字轉換器，提供40引腳DIP或44引腳LCC陶瓷封裝。用戶可通過SC1和SC2輸入的邏輯狀態將數字輸出分辨率設為10，12，14，16位，分別對應著62 400 r/min，15 600 r/min，3 900 r/min，975 r/min的最大跟蹤速率。用戶通過設置不同的外圍電阻和電容將得到不同的動態特性如帶寬、最大跟蹤速度等。本文選用16 b的分辨率。RDC的連接圖如圖2所示，外圍電路具體計算方法參考AD2S80A的數據手冊[3?4]。

因為AD2S80A內無激勵電路（美國模擬器件公司的另一芯片AD2S1200中則集成了可編程正弦振蕩器），所以需要外部的信號發生器提供正弦波激勵。將頻率為15 kHz，幅值為5 V的正弦信號作為參考頻率，旋轉變壓器的正、余弦信號與RDC的SIN、SIN GND 和COS、COS GND引腳相連。AD2S80A的內部原理圖及外部連接電路如圖2所示。外圍元件參數的選擇應盡可能接近其理想數值，并運行在可工作的溫度范圍之內[5?6]。

（1） 高頻濾波器[R1，][R2，][C1，][C2]

這組高頻濾波器的功能是來除掉所有的直流偏置和降低輸入信號的噪聲；元件的參數計算如下：

[15 kΩ≤R1=R2≤56 kΩ，C1=C2=1（2πR1fREF）]

式中[fREF]為參考頻率。

圖2 AD2S20A的連接圖

（2） 外接元件[R4]為增益規模電阻，其值與分辨率位數有關

[R4=EDC（3×100×109）]

當分辨率為10，12，14，16時，對應的[EDC]分別為160×10-3，40×10-3，10×10-3，2.5×10-3。

（3） 外接元件[R3，C3]

確定參考輸入的交流耦合參數，對它的設置應以參考頻率[fREF]不發生明顯相位偏移為標準：

[R3=]100 kΩ，[C3>1（R3?fREF）]

（4） [C4，][C5，][R5]確定閉環帶寬

[C4=21（R6?f2BW），][C5=5?C4，R5=4（2πfBW?C5）]

式中：[fBW]為閉環帶寬，當[fREF]為400 Hz時，[fBW]可能為100 Hz；當[fREF]為5 kHz時，[fBW]可能為500 Hz～1 kHz。

（5） [R6]影響系統的最大跟蹤速率[T]

[R6=（6.32×1010）（T?n）]

式中：[n]為每轉一圈的位數，當分辨率為10，12，14，16時，[n]分別為1 024，4 096，16 384，65 536。

（6） [C6，][R7]為VCO的相位補償，應取固定值，通常為[C6=]470 pF，[R7=]68 Ω。

（7） [R8，][R9]組成了偏壓調節電路。通常情況下[R8=]4.7 MΩ，[R9=]1 MΩ。

4 AD2S80A與單片機的接口電路設計

AD2S80A的16個數據輸出口是通過ENABLE和INHIBIT信號進行鎖存與使能控制。為了后續討論方便，首先對其主要的控制信號做簡要說明。

（1） BUSY信號。它決定了輸出信號是否穩定有效。轉換器的輸入發生改變時，BUSY輸出端將會是一系列的TTL脈沖。每變化一個LSB值，且AD2S80A的計數器增減時，就發出一個BUSY脈沖。BUSY引腳直接與計算機相連。為高電平時，數據不穩定；當為低電平時，數據有效可讀。

（2） INHIBIT信號。INHIBIT的作用是禁止數據從計數器到輸出鎖存器的傳送，但不會影響跟蹤功能的實現。該信號線與單片機的片選信號相連，單片機讀取完畢后，將立即釋放INHIBIT，AD2S80A則自動生成一個BUSY脈沖以刷新輸出數據。

（3） ENABLE信號。它決定輸出數據的狀態。該信號線與單片機的RD信號相連。為高電平時，輸出數據將處于高阻態；為低電平時，鎖存器中的數據將被送入輸出口，且這一操作過程不會干擾轉換環節。

而AD2S80A更新數據和單片機讀取數據的具體過程是：當轉換器處于跟蹤轉換狀態（即輸入發生變化）時，AD2S80A的BUSY信號將輸出TTL脈沖信號。單片機檢測到BUSY變為低電平時，立即將INHIBIT置低，禁止數據更新，此時轉換結束。單片機通過Byte Select和ENABLE信號分別讀取數據的高低位字節。讀完后，單片機將立即釋放INHIBIT信號，并自動生成一個BUSY脈沖，以刷新輸出數據。這個過程的讀取時序如圖3（a）所示。

圖3 AD2S80A的時序

如上所述，AD2S80A的INHIBIT邏輯輸入可禁止數據從16位加減計數器傳到輸出鎖存器。而INHIBIT置低后，數據總線上的數據并不是立即穩定有效，還需等待600 ns。對于指令周期只有幾十納秒的DSP來說，等待時間過長。為了避免如上所述的延時問題，可采取的方案有兩種：

（1） 利用軟件實現精確的延時，即執行一定量的空指令，但這無疑浪費了許多機器周期；

（2） 通過外圍硬件電路實現，即在單片機外圍加三態鎖存器，使鎖存器自動鎖存AD2S80A每次輸出的數據，以滿足DSP的實時控制要求。

本設計采用后者。需要利用DSP中的定時器給鎖存器一個脈沖，鎖存器自動鎖存AD2S80A的輸出數據。完成鎖存后再給DSP一個脈沖，告知鎖存完畢。這樣做的好處是控制的快慢可由定時器來控制，提高了數據的讀取速率[7?8]。

AD2S80A輸出數據為16位的并行數據，需采用2片三態鎖存器74HC595來鎖存數據，分別對應數據總線低8位和高8位。74HC595為寬電壓供電，能支持邏輯3.3 V和5 V電平，這里用3.3 V供電，可完成AD2S80A總線5 V電平到DSP總線3.3 V電平的轉換。將INHIBIT接高電平，ENABLE接低電平，AD2S80A的輸出不斷刷新。由圖3（b）可知，數據更新時，BUSY信號為高電平，當數據有效時，為低電平。將BUSY信號通過一個非門SN54HC00A送入74HC595的CLK，即可使74HC595在數據有效時鎖存AD2S80A的數據。

DSP不需要讀取數據時，INHIBIT置為高，每一個BUSY下降沿將觸發一個脈沖，更新的數據會鎖存到鎖存器中；DSP需要讀取數據時，將INHIBIT置為低，阻止了鎖存器中內容的變化，即可讀取數據，不需要等待，讀完再將INHIBIT置高即可，提高了控制系統的實時性。

為了增加總線的驅動能力，保證DSP可正常對鎖存器的數據進行讀取，還需要在DSP數據總線和角位置解算系統之間加上2片SN54H245 進行總線隔離。通過以上接口設計，即可得到轉子的最新角位置數據[9?10]。系統接口原理圖如圖4所示。

5 結 論

本文介紹的旋轉變壓器的信號調理電路，避免了AD2S80A因等待INHIBIT等信號而造成的讀取延遲問題。這樣的接口電路簡單方便且成本低廉，有效提高了讀取數據的速率，同時也使系統達到了實時控制的要求。

參考文獻

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DSP不需要讀取數據時，INHIBIT置為高，每一個BUSY下降沿將觸發一個脈沖，更新的數據會鎖存到鎖存器中；DSP需要讀取數據時，將INHIBIT置為低，阻止了鎖存器中內容的變化，即可讀取數據，不需要等待，讀完再將INHIBIT置高即可，提高了控制系統的實時性。

為了增加總線的驅動能力，保證DSP可正常對鎖存器的數據進行讀取，還需要在DSP數據總線和角位置解算系統之間加上2片SN54H245 進行總線隔離。通過以上接口設計，即可得到轉子的最新角位置數據[9?10]。系統接口原理圖如圖4所示。

5 結 論

本文介紹的旋轉變壓器的信號調理電路，避免了AD2S80A因等待INHIBIT等信號而造成的讀取延遲問題。這樣的接口電路簡單方便且成本低廉，有效提高了讀取數據的速率，同時也使系統達到了實時控制的要求。

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DSP不需要讀取數據時，INHIBIT置為高，每一個BUSY下降沿將觸發一個脈沖，更新的數據會鎖存到鎖存器中；DSP需要讀取數據時，將INHIBIT置為低，阻止了鎖存器中內容的變化，即可讀取數據，不需要等待，讀完再將INHIBIT置高即可，提高了控制系統的實時性。

為了增加總線的驅動能力，保證DSP可正常對鎖存器的數據進行讀取，還需要在DSP數據總線和角位置解算系統之間加上2片SN54H245 進行總線隔離。通過以上接口設計，即可得到轉子的最新角位置數據[9?10]。系統接口原理圖如圖4所示。

5 結 論

本文介紹的旋轉變壓器的信號調理電路，避免了AD2S80A因等待INHIBIT等信號而造成的讀取延遲問題。這樣的接口電路簡單方便且成本低廉，有效提高了讀取數據的速率，同時也使系統達到了實時控制的要求。

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