一種基于雙環控制的S?FB?ZVS?PWM變換器研究

李洋+李莉

摘 要： 提出采用三端PWM開關模型法建立PS?FB?ZVS?PWM變換器的平均電路小信號模型。分析并推導出PS?FB?ZVS?PWM變換器的傳遞函數，設計了電流內環功率外環的雙環控制算法，并分析了基于雙環控制的開環傳遞函數幅頻和相頻特性，最后通過PSIM仿真軟件搭建了變換器的仿真模型。實驗結果驗證了基于雙環控制的PS?FB?ZVS?PWM變換器可以很好地實現對輸出功率的控制。

關鍵詞： PS?FB?ZVS?PWM； 三端PWM開關模型； 占空比損失； 雙環控制

中圖分類號： TN911?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）16?0144?04

Study of PS?FB?ZVS?PWM converter based on dual closed?loop control

LI Yang1， LI Li2

（1. Beijing institute of Petrochemical Technology， Beijing 102617， China； 2. Beijing Electronic Science & Technology Institute， Beijing 100070， China）

Abstract： A method that the three?terminal PWM switch model is adopted to establish small signal model of average circuit in PS?FB?ZVS?PWM convertor is proposed in this paper. The transfer functions of PS?FB?ZVS?PWM converter are derived and analyzed. The dual closed?loop （current inner loop and power outer loop） control algorithm was designed. The amplitude frequency and phase frequency characteristics of open?loop transfer functions based on dual loop control are analyzed in this paper. The simulation model of the converter was built with the simulation software PSIM. The simulated results indicate that PS?FB?ZVS?PWM converter with dual closed?loop control can achieve the output power control well.

Keywords： PS?FB?ZVS?PWM； three?terminal PWM model； duty ratio loss； dual loop control

在大功率變換場合，移相全橋軟開關變換器應用非常廣泛。而在實際電路中，由于移相全橋電路中功率開關管參數以及驅動電路的不一致性，會導致高頻變壓器原邊正負脈沖不對稱，即在交流電壓中含有直流分量。由于高頻變壓器原邊繞組電阻很小，若此直流分量長時間作用，則會導致鐵芯直流磁化甚至飽和，使變換器不能正常工作。

通常可在高頻變壓器原邊電路中串聯一個隔直電容，該電容上承受了直流分量，使得變壓器原邊只有交流電壓成分，從而消除了直流磁化的問題。

本文針對帶隔直電容的PS?FB?ZVS?PWM變換器，提出了采用三端PWM開關模型法建立小信號模型的方法，搭建電流內環功率外環的控制方案。

1 PS?FB?ZVS?PWM變換器

PS?FB?ZVS?PWM變換器的主電路如圖1所示，其中：[Vin]為直流輸入電壓；[Q1]～[Q4]為四個功率開關管；[Dn]，[Cn]（n=1，2，3，4）分別是功率開關管[Qn]的反并聯二極管和內部寄生電容；[Lr]為變壓器原邊漏感；[Cb]為隔直電容；[Lf]和[Cf]為輸出濾波電感和濾波電容；T為高頻變壓器；[D5]和[D6]為輸出整流二極管；[RL]為負載。

圖1 PS?FB?ZVS?PWM變換器主電路

圖2為全橋電路四個功率開關管的驅動脈沖波形和主要工作波形，其中 [Q1]和[Q2]分別超前[Q4]和[Q3]一個相位，因此稱[Q1]和[Q2]所在的橋臂為超前臂，[Q3]和[Q4]所在的橋臂為滯后臂。每個橋臂上下開關管的驅動脈沖互補，對角開關管的驅動脈沖相差一個相位，即移相角，通過調節移相角的大小，可以控制輸出電壓的大小。

圖2 主要工作波形

2 PS?FB?ZVS?PWM變換器的小信號平均電路模型

三端PWM開關，如圖3（a）所示。對三端PWM開關進行小信號分析，可得三端PWM開關在連續導電模式下的小信號平均電路模型[2]，如圖3（b）所示。傳統Buck電路拓撲如圖4（a）所示，其中用虛線框標示的部分可以看出是三端PWM開關，其Buck電路的小信號等效電路模型化簡后可以得到圖4（b）所示的小信號模型。

圖3 三端PWM開關模型

PS?FB?ZVS?PWM變換器是由Buck型PWM變換器衍生出來，其電路拓撲如圖5所示。假設圖5中[p]和[p′]連在一起，則圖中虛線框部分可以等效為一個三端PWM開關模型。PS?FB?ZVS?PWM變換器與Buck變換器的不同之處在于它存在占空比損失問題。這是由于全橋變換器中變壓器原邊漏感和副邊整流二極管的影響，使得由開關管[Q1]，[Q4]導通到變壓器副邊電壓升到[nVin]存在一段時間的延遲，從而引起占空比丟失現象。PS?FB?ZVS?PWM變換器小信號模型中的。有效占空比[Deff]與輸入電壓[Vin]，輸出濾波電感電流[IL]、原邊占空比[D]等有關。當[Vin]，[IL]，[D]存在小信號擾動時，也會引起有效占空比[Deff]的變化，假設以上三種不同的擾動對[Deff]產生的三種對應的擾動量為[dv]，[di]，[dd]，則有效占空比[Deff]的擾動量為：

[deff=dv+di+dd] （1）

因此，將Buck變換器的小信號平均電路模型中[d→deff]、[D→Deff]，就可以得到PS?FB?ZVS?PWM開關變換器的小信號模型等效電路如圖6所示。

圖4 Buck變換器與小信號模型

圖5 PS?FB?ZVS?PWM變換器電路拓撲

對于輸出濾波環節的傳遞函數[Ho（s）]為：

[Ho（s）=vovi=1sC//RsL+1sC//R=1s2LC+sLR+1=1Δf] （2）

則濾波環節的輸入阻抗為：

[Zf=vi（s）ii（s）=vi（s）vo（s）1sC//R=R1+sCRΔf] （3）

圖6 PS?FB?ZVS?PWM變換器的小信號平均電路模型

濾波環節的輸出阻抗為：

[Zo=vo（s）io（s）=vo（s）vo（s）sL//1sC//R=sL1+sLR+s2LC=sLΔf] （4）

令[vin（s）=0]，由式（1）可得[dv=0]，可求得輸出電壓[vo（s）]對控制變量[d（s）]的傳遞函數[Gvd（s）]：

[Gvd（s）=vo（s）d（s）vin（s）=0=nVins2LC+s（LR+RdC）+RdR+1] （5）

同時可得輸出濾波電感電流[iL（s）]對控制變量[d（s）]的傳遞函數[Gid（s）]

[Gid（s）=iL（s）d（s）vin（s）=0=nVin（sC+1/R）s2LC+s（L/R+RdC）+Rd/R+1] （6）

3 PS?FB?ZVS?PWM 變換器的閉環控制設計

對PS?FB?ZVS?PWM變換器采用電流內環功率外環進行控制。可推導出基于平均電流控制的雙閉環控制模型，如圖7所示。圖中[Kv]，[Ki]分別為輸出電壓和電流的采樣網絡的比例系數，[Gv（s）]，[Gi（s）]為電壓環和電流環的補償網絡的傳遞函數，[KPWM]為鋸齒波比例系數，[Gid（s）]是輸出電感電流到控制變量[d（s）]的傳遞函數，[Gvd（s）]是輸出電壓到控制變量[d（s）]的傳遞函數。

圖7 PS?FB?ZVS?PWM變換器雙閉環控制框圖

可知，電流內環的開環傳遞函數為：

[Gio（s）=Gi（s）KPWMGid（s）Ki] （7）

則電流內環的閉環傳遞函數為：

[Gis（s）=Gi（s）KPWM1+Gio（s）] （8）

因此，PS?FB?ZVS?PWM變換器閉環控制系統的開環傳遞函數為：

[Gvo（s）=Gv（s）Gis（s）Gvd（s）Kv] （9）

PS?FB?ZVS?PWM變換器的參數為：[Vin]=600 V，[V0]=60 V，[fs]=20 kHz，[Lr]=8 μH，[Ns∶Np=1∶7]，[Lf]=14 μH，[Cf]=4 000 μF，R=0.096 Ω。用Matlab計算出以電流內環功率外環控制PS?FB?ZVS?PWM變換器的開環幅頻和相頻特性，如圖8所示。由圖中可知，雙環控制系統的相角裕度為95°，以-20 dB/（°）的斜率穿過0 dB線，且具有較寬的中頻段寬度。高頻段的幅值較小，具有較好的抗高頻干擾能力，因此系統具有優良的動態性能。

圖8 PS?FB?ZVS?PWM變換器的閉環控制

開環傳遞函數的頻率特性曲線

4 PS?FB?ZVS?PWM 變換器的閉環控制仿真

采用PSIM軟件，搭建了PS?FB?ZVS?PWM變換器的仿真模型，如圖9所示。

圖9 移相全橋主電路仿真模型

采用電流內環功率外環的雙環控制，控制環路如圖10（a）所示。圖10（b）為PI算法，通過對輸出端的電壓和電流進行采樣，再分別乘以采樣比例系數，將電壓和電流相乘得到功率的反饋量，與功率的給定值進行比較后經PI算法計算得到最終的PWM脈沖波形，從而控制全橋電路中功率開關管的通斷。

開關管T1，T2，T3，T4的驅動脈沖仿真波形如圖11所示，由圖中可知同一橋臂的上下管之間設有死區時間，通過控制全橋電路對角開關管驅動脈沖的移相角，以實現對電源輸出功率的控制。

圖10 移相全橋的控制電路仿真模型

圖11 移相全橋四個開關管的驅動脈沖

PS?FB?ZVS?PWM變換器的輸出電壓和電流仿真波形如圖12所示，由圖中可看出以電流內環功率外環的控制策略很好的解決了移相全橋的輸出功率跟隨功率給定的問題。

圖12 PS?FB?ZVS?PWM變換器的輸出電壓和電流仿真波形

變壓器原邊的電壓、電流波形和隔直電容上的電壓波形如圖13所示，驗證了本電路的設計可以很好地實現移相全橋軟開關的效果。

圖13 變壓器原邊電壓、電流波形和隔直電容的電壓波形

5 結 論

本文通過對PS?FB?ZVS?PWM變換器的工作原理進行詳細分析，提出了采用三端PWM開關模型法建立變換器的小信號平均電路模型，由于移相全橋電路是Buck型變換器衍生出來的，因此可以先用三端PWM模型法推導Buck電路的小信號模型，再推廣到PS?FB?ZVS?PWM變換器，不過由于PS?FB?ZVS?PWM變換器存在占空比損失問題，因此不能簡單的套用Buck電路的小信號模型。根據PS?FB?ZVS?PWM變換器的小信號平均電路模型推導出變換器的傳遞函數。并設計了電流內環功率外環的控制方案，從其閉環控制傳遞函數的開環對數頻率特性驗證了該控制環具有很好的響應特性。最后通過PSIM軟件，搭建了變換器的仿真模型，通過仿真結果驗證了基于電流內環功率外環的控制方案很好的解決了PS?FB?ZVS?PWM變換器的功率控制問題。

參考文獻

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[7] Schutten M J， Torrey D A. Improved small?signal analysis for the phase?shifted PWM power converter [J]. IEEE Transactions on Power Electronics， 2003， 18（2）： 659?669.

圖13 變壓器原邊電壓、電流波形和隔直電容的電壓波形

5 結 論

本文通過對PS?FB?ZVS?PWM變換器的工作原理進行詳細分析，提出了采用三端PWM開關模型法建立變換器的小信號平均電路模型，由于移相全橋電路是Buck型變換器衍生出來的，因此可以先用三端PWM模型法推導Buck電路的小信號模型，再推廣到PS?FB?ZVS?PWM變換器，不過由于PS?FB?ZVS?PWM變換器存在占空比損失問題，因此不能簡單的套用Buck電路的小信號模型。根據PS?FB?ZVS?PWM變換器的小信號平均電路模型推導出變換器的傳遞函數。并設計了電流內環功率外環的控制方案，從其閉環控制傳遞函數的開環對數頻率特性驗證了該控制環具有很好的響應特性。最后通過PSIM軟件，搭建了變換器的仿真模型，通過仿真結果驗證了基于電流內環功率外環的控制方案很好的解決了PS?FB?ZVS?PWM變換器的功率控制問題。

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圖13 變壓器原邊電壓、電流波形和隔直電容的電壓波形

5 結 論

本文通過對PS?FB?ZVS?PWM變換器的工作原理進行詳細分析，提出了采用三端PWM開關模型法建立變換器的小信號平均電路模型，由于移相全橋電路是Buck型變換器衍生出來的，因此可以先用三端PWM模型法推導Buck電路的小信號模型，再推廣到PS?FB?ZVS?PWM變換器，不過由于PS?FB?ZVS?PWM變換器存在占空比損失問題，因此不能簡單的套用Buck電路的小信號模型。根據PS?FB?ZVS?PWM變換器的小信號平均電路模型推導出變換器的傳遞函數。并設計了電流內環功率外環的控制方案，從其閉環控制傳遞函數的開環對數頻率特性驗證了該控制環具有很好的響應特性。最后通過PSIM軟件，搭建了變換器的仿真模型，通過仿真結果驗證了基于電流內環功率外環的控制方案很好的解決了PS?FB?ZVS?PWM變換器的功率控制問題。

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