半橋三電平變換器的移相控制

王歸新，徐春雷，張 紅，劉行文，游文娟

（三峽大學，湖北宜昌443002）

半橋三電平變換器的移相控制

王歸新，徐春雷，張 紅，劉行文，游文娟

（三峽大學，湖北宜昌443002）

針對4000V高壓直流電壓輸入的變換器，提出了一種半橋三電平電路拓撲，并分析其工作原理和狀態，采用移相控制方法實現了開關管的ZVS，并根據輸入電壓和輸出電壓的要求，設計出了電路的參數，利用相關仿真進行了驗證。該變換器的工作原理在一個2kW的原理樣機上得到了驗證。

高壓；半橋；三電平；ZVS

1 引言

在輸入電壓為直流4000V，輸出為直流600V的開關電源中，考慮到電路所需IGBT的耐壓值、線路的損耗、線路的傳輸效率、控制方法的簡單性以及線路的經濟性等要求，提出了高壓半橋三電平變換器電路拓撲，并采用移相控制方法對線路的參數進行了確定，最后進行了仿真和小型樣機驗證。如圖1所示為半橋三電平變換器電路拓撲，Cd1和Cd2是分壓電容，它們的容值相等，Cd1和Cd2上的電壓均為輸入電壓的一半，D11和D12為續流二極管。Q1、Q2、Q3和Q4為半橋電路的開關管，其中Q1和Q2組成上橋臂；Q3和Q4組成下橋臂；Q1和Q4導通信號互補，Q2和Q3的導通信號互補，其導通信號之間的關系如圖2所示。D1-D4分別為Q1-Q4的內部寄生的反并聯二極管，C1-C4分別為Q1-Q4的結電容。不難分析出4個開關管的電壓應力為輸入電壓的一半，為了實現開關管的零電壓開通，在Q2和Q3之間引入Css1為聯結電容，它的容值很大，當系統處于穩態時，Css1上的電壓為輸入電壓的一半，因此當超前管開關時，滯后管的結電容不參與諧振，同理當滯后管開關時，超前管的結電容不參與諧振。Lr為諧振電感（包括線路中的電感和變壓器中的漏感），諧振電感和開關管的結電容共同作用來實現4個管子的ZVS。Lf為濾波電感，其值比Lr大很多，Cf為穩壓電容，其容值很大。

圖1 半橋三電平變換器電路拓撲

圖2 Q1-Q4觸發信號

2 狀態分析和開關管的ZVS

如圖2所示為Q1-Q4觸發信號，一個開關周期中，電路有8個開關狀態。假定所有的元器件都是理想的，并且濾波電感Lf?Lr，，其中CLag為開關管的結電容。T0與T1之間和T4到T5之間均為Q1與Q4的死區時間，T2與T3之間和T6與T7之間均為Q2和Q3的死區時間。

2．1 開關狀態0：T0時刻之前

在T0時刻之前，Q1、Q2處于關斷狀態，Q3、Q4處于導通狀態；Q3和Q4的電壓均為0V；由于Css1的緣故使得Q1和Q2的電壓均為輸入電壓的一半即0．5Vin；VAB＝-0．5Vin，VD2導通，VD1截止。

2．2 開關狀態1：【T0，T1】

在T0時刻關斷Q4，由于開關管的開關存在延時，因此Q4延時一段時間后，在T0與T1中的某一時刻真正關斷，即Q4的電流變為0，電壓變為0．5Vin，因此，Q1的電壓變為0V，并且從Q4電流變為0的那一刻起，Css1開始對Q1放電，由于Q3一直處于導通狀態，其電壓為0，Q2的電壓為0．5Vin，因此，D12自然導通。

2．3 開關狀態2：【T1，T2】

T1時刻，開通Q1，由于D12自然導通，使得Q1的電壓保持在0V，因此在T1時刻開通Q1屬于實現了超前管的ZVS。T1到T2的時間段內，Q1和Q3保持開通狀態，Q2和Q4保持關斷狀態，這個時間段內Css1一直在放電，這個放電過程一直到T2時刻Q3關斷才結束。

2．4 開關狀態3：【T2，T3】

T2時刻關斷Q3，Css1放電過程結束，并且隨著Q3的關斷，Css1開始充電，C3開始充電。當Q3延遲一段時間電流變為0，電壓升為0．5Vin后，由于Css1的作用，使得Q2的電壓保持為0V，T0到T3時間段內，變壓器二次側均沒有電流。

2．5 開關狀態4：【T3，T4】

T3時刻開通Q2，由于T3時刻前Q3的電壓保持0．5Vin，使得Q2的電壓為0，因此在T3時刻開通Q2實現了滯后管的零電壓開通，降低損耗。T3時刻之后，很顯然上橋臂的兩個開關管Q1和Q2是開通狀態，下橋臂的兩個開關管Q3和Q4是關斷狀態，此時Q1和Q2上的電壓均為0V，Q3和Q4上的電壓均為0．5Vin，A點電位為輸入電壓，B點電位為輸入電壓的一半，VAB＝VA-VB＝0．5Vin，因此Q1和Q2上的電流增加，諧振電感上的電流ip增加，變壓器二次側VD1導通，VD2截止。

2．6 開關狀態5：【T4，T5】

T4時刻關斷Q1，ip對C1充電,同時通過Css1對C4放電，由于諧振電感和濾波電感是串聯的，后者的值很大，因此可以認為ip是幾乎不變的。C1上的電壓從0開始上升,Q4的電壓從0．5Vin開始下降，Q1電流開始減小，當Q1的電壓上升至0．5Vin時，Q4的電壓下降到0V，D11自然導通。

2．7 開關狀態6：【T5，T6】

D11自然導通后，將Q4的電壓鉗在0V,因此在T5時刻開通Q4實現了超前管的ZVS。在這段時間里，ip的值等于換算到圓邊的濾波電感的電流，T6時刻ip的值下降到Q2中的電流值，并且在T6時刻Css1放電過程結束，此時Css1的電壓最低。

2．8 開關狀態7：【T6，T7】

在T6時刻關斷Q2,諧振電感中的電流ip給Q2的結電容充電，同時通過Css1給C3放電，使得Q2的電壓從0V開始上升，Q3上的電壓開始從0．5Vin下降，到T6之后的某一時刻Q2的電壓上升到0．5Vin，Q3上的電壓就下降到了0V,和Q3反并聯的二極管D3自然導通。

2．9 開關狀態8：【T7，T8】

由于D3的自然導通，因此在T7時刻可以零電壓開通Q3。T7時刻之后，很顯然上橋臂的兩個開關管Q1和Q2是關斷狀態，下橋臂的兩個開關管Q3和Q4是開通狀態，此時Q1和Q2上的電壓均為0．5Vin，Q3和Q4上的電壓均為0V，A點電位為0V，B點電位為輸入電壓的一半，VAB＝0-VB＝-0．5Vin，因此諧振電感上的電流ip反方向流動，Q3和Q4上的電流增加，變壓器二次側VD2導通，VD1截止。

3 控制信號的產生

半橋三電平電路的控制策略是采用移相控制，因此采用UCC3895［2］移相控制芯片來產生電路所需要的PWM信號。UCC3895內部包含誤差放大器、PWM比較器、PWM鎖存器、延時電路、輸出驅動電路、自適應延時設定比較器、欠壓封鎖比較器、基準電壓正常比較器、電流取樣比較器和過流比較器等。

3．1 移相控制信號的產生

如圖3所示為UCC3895結構圖及相應的PWM驅動。RT和CT分別為振蕩器的定時電阻和定時電容，它們共同決定振蕩器的工作頻率。腳3RAMP接電流取樣信號CS，決定諧波電壓的斜率，從而可以使A端和C端輸出的脈沖具有一定的相移，B端與D端輸出的脈沖具有一定的相移。腳9DELAB為AB互補輸出端之間的延時調整，可以調整輸出端A和B之間的死區時間，腳10DELCD為CD互補輸出端之間的延時調整，可以調整輸出端A和B之間的死區時間，這段延時加到半橋變換器的兩個互補輸出脈沖之間，可以通過調節R6、R7來改變死區時間。

3．2 控制芯片外圍主要元件參數的確定

根據以下公式，系統中的頻率f＝20kHz，取RT＝100kΩ，經計算CT＝4700pF。

圖3 UCC3895結構圖及相應的PWM驅動

根據公式（2）、（3）、（4）以及系統中互補的兩個開關管的死區時間為300ns，因此帶入下面的等式中可以求得RDELAB＝RDELCD＝38kΩ。

4 Matlab仿真結果

輸入為4000V直流，輸出要求600V直流時的仿真結果如圖4所示。

圖4 仿真結果圖

由圖4可以明顯看到，4個開關管均實現了零電壓開通，并且它們的電壓應力為輸入電壓的一半，輸出電壓達到要求的值且波形穩定，系統的傳輸效率較高，線路損耗比較小，證明這種移相控制的半橋三電平電路很適合高壓輸入的大功率用電場合。

5 試驗樣機電路參數的設計

根據本實驗室現有的元器件搭建一個輸入Vin為直流240V，輸出V0為50V，負載電流I0為10A，開關頻率f＝20kHz的試驗樣機來驗證這種控制方式下的高壓半橋三電平變換器的效果。

（1）主電路中元器件的參數確定以及選型

根據以下公式，取副邊有效占空比的最大值Deff-max為0．8，整流二極管的壓降VD取0．5V，代入公式求得變壓器的變比K＝1．9,因此取原邊匝數N＝20，副邊匝數N1＝N2＝10，那么K＝2，此時Deff-max＝0．84。

根據公式（6），取丟失的占空比最大為0．1，代入公式求得諧振電感Lr＝24μH,選擇Lr＝30μH，此時Dloss-max＝0．128，有Dp-max＝Deff-max＋Dloss-max＝0．965＜1,因此所取得諧振電感的值是合理的。

（2）根據元件庫的存貨以及所需要的參數，對元器件進行選型

C1＝C2＝C3＝6600e-6F,它們均用3個型號為NIPPON CHEMION RWE 85攝氏度400V 2200μF的電解電容并聯組成；聯結電容Css1＝2200μF，直接選用型號為NIPPON CHEMION RWE 85攝氏度400V 2200μF的電解電容。

D11和D12以及VD1、VD2選擇型號為DS145-08A的快恢復二極管。

開關管Q1-Q4選擇有反并聯二極管的K75T60，負載選擇2個10Ω的發熱爐子并聯。

從實驗結果可以看出，半橋三電平變換器以及其移相控制策略很好地實現了預期目的，實驗樣機完全達到了要求。

6 結論

本文結合移相控制策略對半橋三電平變換器進行了理論分析，這種控制策略不僅可以使半橋電路工作在三電平狀態，還滿足輸出電壓穩定和開關管電壓應力為輸入電壓的一半的優勢。本文對高壓半橋三電平電路進行了仿真，設計了一個小功率的實驗樣機并進行了試驗，結果表明半橋三電平變換器以及其對應的移相控制是可行的，對于高壓大功率場合同樣適用。

［1］阮新波，許大宇．一向控制零電壓開關三電平變換器［J］．電工技術學報．

［2］UCC3895資料［Z］．

［3］張廷鵬，吳鐵軍．通信用高頻開關電源［M］．北京：人民郵電出版社，1998．

［4］賀寶財．BICMOS相移諧振PWM控制器UCC3895原理及應用．

A phase shift control for the half-bridge three-level converter

WANG Gui-Xin，XU Chun-lei，ZHANG Hong，LIU Xing-wen，YOU Wen-juan
（China Three Gorges University，Yichang 443002，China）

In view of 4000V high-voltage DC input voltage converter,a half-bridge three-level circuit topology is proposed,and its working principle and status are analyzed．The phase shift control method is adopted to accomplish the ZVS switching tube,the parameters of the circuit are designed according to the requirements of the input and output voltage．The simulations is also performed．Finally the working principle of this converter is verified on a 2kW prototype．

high voltage;half-bridge;three-level;ZVS

TP212

A

王歸新（1961-），男，湖北黃梅人，漢族，副教授，工學博士，研究方向為電力電子與電力傳動。

徐春雷（1987-），女，河南駐馬店人，漢族，研究生，研究方向為電力電子技術與應用。

張 紅，女，土家族，研究生，研究方向為電力電子與電力傳動。

劉興文，男，漢族，研究生，研究方向為電力電子與電力傳動。

游文娟，女，漢族，研究生，研究方向為電力電子與電力傳動。

2013-04-11

1005—7277（2014）01—0020—03