一種CRLH傳輸線結構的電調移相器設計*

葉君永，孫全國，沈仁強，馮 兵

(西南電子設備研究所，四川成都610036)

0 引言

近年來左手材料在光學、材料科學和應用電磁學等領域內得到了原來越廣泛的應用。微帶線形式的復合左右手傳輸線(CRLH TL，Composite Right/Left－handed Transmission Line)在工作頻率范圍和損耗上，比單純由負介電常數和負磁導率結構構造的左手材料要好很多。因此CRLH傳輸線結構的研究受到廣泛的關注，基于此結構的天線、耦合器和功分器等新型微波器件也不斷被設計出［1－3］。最近，科學家們又將電調技術引入到新型復合傳輸線設計中，進一步拓展了其電磁參數選擇范圍及工程應用領域。

在現有的相控陣等電掃描天線系統中，電調移相器作為關鍵部件之一，一直得到學者們的高度關注與不斷改進探索［4］。常見電調移相器主要由PIN二極管、變容二極管、鐵電陶瓷材料及微機電系統(MEMS)來實現移相。變容二極管的電容值隨著電壓是連續變化的，具有移相精度高、成本低、集成度高等特點［5］，因此基于變容二極管調節形式的移相器也得到了越來越多的應用［6］。

文中提出了一種CRLH傳輸線結構的電調移相器，該移相器工作在S波段，且通過單一的偏置電壓進行控制。采用復合傳輸線單元上加載變容二極管的形式，并通過調節加載在變容管上的電壓實現了相移量的可調。

1 復合傳輸線結構的移相器的實現

加載變容二極管的復合傳輸線電調單元如圖1所示。為增大相位調節范圍，本設計采用兩個電調復合傳輸線單元級聯構成移相器的電路結構。相鄰的兩個并聯支路合并成一路以減小電路的尺寸。當移相器工作在更高的頻率時，其電路結構中若用集總式電容Cp、CS1將不能更好的工作，因此下面討論用分布式交指電容代替電路中集總電容，交指電容的結構及等效電路如圖2所示。

圖1 電調復合傳輸線單元Fig.1 Unit cell of tunable composite TL

交指電容等效電容值由式(1)給出

式中，A1與A2分別為兩個外部交指單位長度的電容，N是交指的個數，W'及 l見圖2(a)，單位為微米。通常情況下S=W，l小于四分之一波長，交指電容集成在高度為h的基板上時，A1與A2的計算公式為

串聯電阻R的計算公式為

式中，Rs為交指電容上單位平方的電阻率，同樣得到交指電容的Q值為

電容Cs及電感L的近似計算公式為

圖2 交指電容Fig.2 Interdigital capacitor

式中，c為自由空間傳播光速，εe為有效介電常數，Z0是寬度為W'，高度為h的微帶線特性阻抗。

將上述電路中貼片電容用交指電容代替，并集成直流偏置電路的HFSS電路模型如圖3所示。電路中所需的電感值通過調節寬度為0.15 mm微帶線的長度來實現。整個電路集成在介電常數 εr=2.45，高度為0.8 mm的基板上。

圖3 電調移相器HFSS模型Fig.3 HFSS model of tunable phase shifter

2 仿真與測試

變容二極管采用英飛凌公司BB857變容二極管，其存在的寄生電感約為0.6 nH，寄生電阻約為1.5 Ω。圖4為廠家提供的1 MHz頻率實測得到等效電容值與偏置電壓之間的關系曲線。不同工作頻率其等效電容值會有所變化，圖4的曲線結果只能作為設計的初值選擇。

圖4 變容二極管的C－V曲線Fig.4 C － V curve of varactor diode

考慮到仿真設計的方便，將變容二極管直接等效為一個特定電容與固定0.6 nH電感以及1.5 Ω電阻串聯。輸入輸出端微帶線的寬度Win=2.2 mm以滿足50 Ω特性阻抗要求。用微帶線實現的電感，其長度分別為 L1=2.6 mm，L2=2.1 mm，L3=0.3 mm。這些長度是由仿真優化得出的最佳長度。當變容二極管電容值分別取0.5 pF(對應偏壓20 V)、0.85 pF(對應偏壓11 V)以及1.2 pF(對應偏壓8 V)時，S參數的幅度及相位的仿真結果如圖5所示。當移相器的工作頻段位于3.0～3.6 GHz時，其回波損耗均優于 10 dB，插損優于2 dB。在該頻段內，相位隨電容調節變化量大于180°，在3.6 GHz，其移相度數最高為 210°。當電容值進一步降低時，其移相量會進一步增加，只是考慮到實際變容管的Q也會降低，所制備的移相器插損將大幅增加，為此不推薦使用。

在上述仿真電路的基礎上，加工實物電路并焊接變容二極管和直流偏置電阻，制作的實物如圖6所示。使用安捷倫公司E8363B矢量網絡分析儀對移相器的幅度和相位特性進行測試。得到S參數隨電壓調節變化的曲線如圖7所示。測試結果顯示當電壓由8 V調節至28 V時，在通帶頻率 2.9～3.6 GHz范圍內回波損耗優于10 dB，與仿真吻合較好。只是在偏壓為8 V時，插損較之仿真偏差較大，其主要原因為電壓越低變容二極管的Q值也越低。

不過，對比圖5(b)和圖7(b)的相位結果可知，在整個通頻帶內，不同偏置電壓之間的相位差均大于180°。當在3.6 GHz時，其移相度數最高為220°，與仿真結果吻合較好。

圖5 電調移相器的S參數仿真結果Fig.5 Simulated S parameters of tunable phase shifter

圖6 電調移相器實物照片Fig.6 Photograph of fabricated tunable phase shifter

圖7 電調移相器的S參數測試結果Fig.7 Measured S parameters of tunable phase shifter

相比與文獻［6－7］中報道的同類移相器，文中所設計的移相器在工作帶寬、相位調節量、使用復合傳輸單元數上均具有一定的優勢，詳細性能對比見表1所示。

表1 移相器性能比較(λ0為工作中心頻率波長)Table 1 Performance comparison of phase shifter(λ0is the wavelength of center frequency)

3 結語

文中提出的基于復合傳輸線結構的移相器，具有工作頻帶寬、移相量大以及電調操控方便等優點，可以方便用于電調陣列天線研制。移相器樣品在低偏置電壓控制時表現出較大差損，在實際應用時可通過改換高Q值的變容二極管來降低其傳輸損耗。另外，也可以通過集成加載PIN管以及MEMS開關等，進一步拓展電調復合傳輸線以及電調移相器的性能與功能。

［1］CHI P L.Miniaturized Ring Coupler with Arbitrary Power Divisions Based on the Composite Right/Left－Handed Transmission Lines［J］.IEEE Microwave and Wireless Components Letters，2012(22):170 －172.

［2］代黎明，周海京.基于左右手傳輸線的小型天線設計［J］.信息安全與通信保密，2012(08):68－70.DAI Li－ming，ZHOU Hai－jing.Small Antenna Design Based on Left/Right－ Handed Transmission Line［J］.Information Security and Communication Privacy，2012，(08):68－70.

［3］CHI Y J，CHEN F C.CRLH Leaky Wave Antenna Based on ACPS Technology With 180 Horizontal Plane Scanning Capability［J］.IEEE Transactions on Antennas and Propagation，2013(61):571－577.

［4］李雯.共形微帶天線相控陣陣列的仿真優化設計［J］.通信技術，2010，43(04):11 －13.LI Wen.Simulation and Optimization Design of Conformal Microstrip Phase－Controlling Antenna Array［J］.Communications Technology，2010，43(04):11 －13.

［5］柳會.變容二極管射頻特性參數的提取［J］.通信技術，2013，46(07):141－143.LIU Hui.Characteristic Parameters Retrieval of RF Varactor Diode［J］.Communications Technology，2013，46(07):141－143.

［6］SHENG S，WANG P，ONG C K.Compact Tunable Periodically LC Loaded Phase Shifter Using Left－handed Transmission Line［J］.Microwave and Optical Technology Letters，2009，51(09):2127－2129.

［7］ZHU Q，GONG C，XIN H.Design of High Power Capacity Phase Shifter With Composite Right/Left Handed Transmission Line［J］.Microwave and Optical Technology Letters，2012，54(01):119－124.