基于DSP 的磁共振成像數字接收系統設計

趙茹硯,孫秉鶴,肖 亮*

（北京化工大學，北京，100029）

0 引言

在核磁共振成像（MRI）系統中，數據接收系統擔任著將射頻輸出前端的數據進行放大和采集的任務，其性能的好壞直接影響成像的質量。早期的接收系統通過模擬正交解調的方式實現，由于不能完全正交解調，會導致圖像出現偽影。在數字域中對磁共振信號進行正交檢波、抽取濾波，可以避免偽影的產生。近些年來，為了提高成像的速度，多通道線圈逐漸用在譜儀的設計中，多通道的數字接收設計就成為了譜儀接收系統的發展趨勢。

為了解決磁共振信號直接采樣的困難，現在普遍采用數字下變頻技術，將接收到的信號轉換到較低頻率，再用模數轉換器進行采樣。在現有的磁共振接收系統中，主要結合處理器與商用的DDC 芯片，使系統內部的本振信號發生、正交檢波、濾波處理等全部實現數字化。

本文提出了一種基于DSP 的磁共振成像數字接收系統的設計。負責4 個通道射頻信號的采樣和數字解調，得到的I/Q 數據在一定的時序控制下，經采集數據共享存儲區傳送至DSP 內部的USB模塊實現和PC 機之間的數據通信。采用商用的DDC 芯片AD6620實現數字解調，對A/D 轉換后的數據進行混頻，通過濾波--抽取將數據流率從50MHz 降低到所設定的數據輸出流率，從而得到I、Q 數據。最后通過實驗驗證該接收系統設計的可行性。

1 硬件設計

本文所提出的磁共振成像數字接收系統主要由DSP 和數據采集模塊組成，具體結構如圖1 所示。

圖1 數字接收系統結構框圖Fig.1 Block diagram of Digital receiving system

DSP 完成對數字解調芯片的配置，讀出數字解調芯片輸出的I/Q 解調數據，并將數據上傳給PC 機。采用TI 公司的TMS320VC5509A 作為控制核心，該DSP 指令周期為10 ns，擁有128 K×16 bit 片上RAM。 DSP 通過本地總線連接數據采集模塊，通過指令控制數據采集模塊中的FPGA 和數字解調器，對信號進行處理。DSP 內部集成的USB 模塊，支持USB1.1 通信協議，全速可達12Mbps，利用批量傳輸模式完成數據傳輸。

數據采集模塊將人體產生的射頻調制信號，即模擬信號進行數字化處理，通過使用A/D 完成信號的采集，將其轉化為16-bit表示的數字信號，并將其送入到數字解調芯片中，進行數字正交解調。

圖2 數字接收系統工作流程圖Fig.2 Work flow chart of Digital receiving system

FPGA 選擇使用Altera 公司的EP2C8Q208，該芯片集成了8256 個邏輯單元，18 個硬件乘法器，36 個M4K 的片內RAM 塊，2 個鎖相環。數字解調器（DDC）采用AD6620，其單通道輸入實時數據流率達65MSPS；數字本振的頻率精度和相位精度分別為32Bit 和16Bit；輸出解調I、Q 數據字長16Bit。

AD6620 的解調方案，包括濾波器設計與抽取系數的分配，對于圖像質量有較大的影響。AD 公司提供了AD6620 的設計軟件，同時也可采用Matlab 進行仿真設計，最終的方案由實際的磁共振成像實驗決定。

2 數字接收與控制程序

通過對DSP 的編程，以及對DDC 器件參數的設置，實現射頻信號的頻率回繞，是射頻接收的核心技術，同時也是譜儀研制中的一個關鍵性問題，其在很大程度上決定成像的質量（消除圖像偽影與直流）。

AD6620 提供了8 個外部寄存器，用以完成DSP 對AD6620 的配置，并且讀取I/Q 解調數據。DSP 控制數據采集模塊的程序流程如圖2 所示。

在序列運行之前，DSP 對AD6620 進行相應的配置，參數包括：頻率、相位、數據抽取率、濾波器參數等。來自前放的射頻信號，經過可控增益放大與濾波送至A/D，A/D 在時鐘的控制下對其進行采樣，采樣數據送至AD6620，經數字解調后輸出I、Q 數據。序列運行時，DSP 控制FPGA，啟動數據采集。FPGA 按照一定控制時序，將來自AD6620 的I、Q 數據按照一定順序存入雙端口SRAM 中。最終通過USB 將數據傳遞給PC 機。

3 實驗結果與討論

實驗中使用信號源模擬磁共振射頻調制信號，完成DSP 對數據采集模塊的功能驗證。原子核射頻調制頻率滿足拉莫進動頻率，并且由公式（1）可得：

其中：，B 為主磁場強度。本設計采用主磁場強度為0.5T，其得到的拉莫進動頻率為，調幅信號載波頻率21.3MHz。信號源的輸出信號為21.301MHz 的連續的正弦波，峰-峰值為500mV，本設計采用泰克的信號源作為數據采集模塊的數據源，以驗證DSP 是否能正常控制數據采集模塊。ADC 采用AD9460 高速A/D 轉換芯片，峰值采樣速率為105MSPS，滿足奈奎斯特采樣定理。DSP 通過配置數據采集模塊中的AD6620 的NCO，使其為21.3MHz；梳狀抽取濾波器對調制信號進行數據抽取，降低數據量；RCF 濾波器進行抗混疊處理。如圖3 所示，信號源輸出連續的正弦信號為21.301MHz，并且其峰-峰值為500mV，則通過AD6620 下變頻后得到的信號頻率為1KHz的正弦波，通過I/Q 正交解調后的輸出信號，在MATLAB 進行處理后的波形如圖4 所示。

圖3 信號源輸出頻率為21.301MHz 的正弦信號，峰-峰為500mVFig.3 The signal source output sine signal, its frequency is 21.301MHz, and Vp-p is 500mV

圖4 MATLAB 處理后的信號Fig.4 The output ware is processed by MATLAB

為了進一步驗證DSP 對數據采集模塊控制的正確性，利用信號源產生一個調幅信號，其載波頻率為21.3MHz，調制信號為頻率2KHz、峰-峰值500mV 的方波信號，其示波器輸出波形如圖5所示；經數字解調后，其AD6620 的NCO 頻率為21.3MHz，輸出的I/Q 數據利用MATLAB 進行仿真后得到的波形如圖6 所示。

圖5 信號源輸出的載波為21.3MHz 的正弦信號，調整信號為2KHz 方波的調幅信號Fig.5 Amplitude modulation signal of the signal source, the carrier frequency of which is 21.3MHz, the modulated signal frequency is square wave of 2KHz

圖6 MATLAB 處理后的調制信號Fig.6 The modulated signal is processed by MATLAB

4 結論

本文設計的數字接收系統采用了數字信號處理器（DSP）和數字下變頻處理芯片（DDC），使用了DSP 內置的USB 模塊實現網絡通信功能，使得整個系統的硬件設計進一步簡化。在性能方面，DSP 的時間分辨率達到10ns，提高了整個系統的工作時序。實驗驗證了系統的可行性。

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