X波段ISAR波形激勵與失真補償?

韋春海,程焰平

(中國電子科技集團公司第三十八研究所,安徽合肥230088)

0 引言

近年來,隨著集群目標分辨識別、高分辨率微波成像雷達等技術研究的快速發展,超寬帶雷達在目標成像與目標識別領域得到了越來越廣泛的應用。超寬帶雷達波形的設計與產生部分作為超寬帶雷達中的一個關鍵組成部分,它的指標和性能將直接影響到整個雷達系統的性能。因此對超寬帶雷達波形產生技術的研究具有十分重要的意義。

可擴充陣列多功能逆合成孔徑[1-3]相控陣雷達試驗系統擬采用寬帶天線單元,組成0.6 m×0.35 m的小面陣寬帶有源相控陣天線,進行可擴充陣列多功能相控陣雷達的各項試驗。實現X波段寬帶ISAR精細成像,并進行實時成像、目標識別等。為了實現距離維的高分辨率成像,該可擴充陣列多功能相控陣逆合成孔徑雷達采用了帶寬為1 GHz的脈沖線性調頻信號作為發射信號,此發射信號的波形產生采用數據存儲直讀方式,其將波形的基帶數據存儲在只讀存儲器中,經D/A變換、低通濾波、正交調制到所需的中頻,其激勵采用直接上變頻方式。

1 波形激勵組成

波形激勵的主要功能框圖如圖1所示。

波形產生和激勵器主要是產生寬帶/窄帶線性調頻信號,為雷達成像、探測提供高質量的波形。隨著現代數字技術的發展,直接數字波形合成(DDS)的方式獲得脈沖壓縮信號已為現代雷達普遍采用。通過對幾種模擬與數字線性調頻信號產生方法的比較,本文采用了以直接數字波形合成(DDWS)加正交調制的系統方案,并結合實際的儀器設備,產生了帶寬為1 GHz的超寬帶線性調頻信號。

圖1 波形激勵方框圖

本文的波形激勵不僅克服了現有技術中高體積重量、高成本等缺點,使通道實現微型化(集成化設計技術),而且采用通用模塊化及強電磁兼容設計技術,以適應機載或星載等小型運動平臺偵察系統。

2 波形激勵電路設計

逆合成孔徑成像寬帶雷達通常利用寬帶的線性調頻信號脈沖壓縮技術來獲得高的距離分辨率,寬帶雷達的關鍵質量因素是可實現的距離旁瓣抑制度。距離旁瓣的抑制度決定可達到寬帶目標識別的動態范圍,伴隨著目標識別要求的提高,對分辨率的要求也越來越高,導致信號頻帶變得越來越寬。

本波形激勵的工作帶寬為寬帶1 GHz、窄帶5 MHz,波形產生與發射激勵電路窄帶和寬帶選用同一模塊,當工作于窄帶模式時,波形產生輸出一窄帶中頻信號,該信號經上變頻及倍頻產生X波段窄帶線性調頻射頻信號。當工作于寬帶模式時,采用的硬件與窄帶相同,產生X波段瞬時帶寬為1 GHz的發射信號。

2.1 波形產生

其原理框圖如圖1所示。

理想線性調頻信號復數表達式可以寫成[4]

為信號的復包絡;τ為脈沖寬度;μ為頻率的變化率,μ=B/τ(B是脈沖內信號帶寬)。

式(1)的實信號表示為

式中,f0為載波頻率。合成孔徑雷達方位向的高分辨率是通過天線孔徑綜合原理得到的,而距離向的高分辨率要借助于寬帶超寬帶技術和脈沖壓縮來實現。因此,脈沖壓縮旁瓣抑制度是檢驗寬帶LFM信號的關鍵質量因素。由于信號產生鏈路受溫度、時間影響較小,其幅頻特性和相頻特性均可被認為是頻率的緩變函數。可以采取補償措施來抵消信號傳輸鏈路失真帶來的影響,以獲得高質量的線性調頻信號。通過實驗驗證,采用預失真補償方法對系統的幅相誤差具有較好的補償效果。

由式(1)可進一步得到振幅頻譜和相位頻譜[5]：

式中,Π1(f)稱為平方律相位項,Π2(f)稱為殘余相位項。

數字直接合成基本理論依據[6]就是奈奎斯特采樣定理。直接數字頻率合成法(DDFS)是在每個采樣時刻,將一個用戶可以設置的值(頻率控制字)加到一個相位累加器寄存器,累加結果用來作為一個SIN或COS查找表的索引值,將相位轉換成幅度值,然后再經過D/A轉換器和低通濾波器,得到所需頻率的模擬信號。DDFS的工作實質是以參考時鐘頻率對相位步進等可控間隔的采樣及對采樣值的模擬重構。

存儲器直讀法(DDWS)[7-8]先根據預定的采樣率FS、基帶帶寬B和時寬T,由Chirp信號數學表達式計算出I、Q正交兩路基帶信號的各點采樣值,再按順序存放于高速存儲器中,通過采樣時鐘產生的地址碼,依次讀出各點的采樣值,然后通過DAC轉換成I、Q正交兩路基帶信號。

其結構如圖2所示。

圖2 存儲器直讀法(DDWS)結構圖

以上是理想的情況,但在實際的實現過程中,由于模擬器件的特性的不一致性,以及環境溫度的變化、電源電壓的變化、信號功率的變化等原因引起的電路工作特性的變化,從而引起I、Q兩路的工作特性的不一致,造成I、Q兩路的直流偏置漂移、幅度和相位的不一致,使得實際輸出的信號不是原來所需的信號s(f)。

假設正交接收機輸入理想的單頻信號。則理想輸出信號[9]為

實際中由于幅度一致性、相位正交性非理想,兩路輸出為

兩路組合成復信號的傅里葉變換為

對上述由于正交不一致性產生的成對回波誤差信號,可利用誤差補償函數,生成校準矩陣進行校準。可一次性對I、Q兩路各自幅頻平坦度、相頻線性度、兩路之間幅度一致性和相位正交性這些誤差因素同時預以校正。

2.2 失真補償

預失真補償的過程如下：相位補償系數同時提供給I路和Q路,用于補償發射機相頻特性的誤差。Q路相位補償系數只提供給Q路,用于補償I、Q模擬正交調制的相位誤差。幅度補償系數則用于補償發射機幅頻特性的誤差以及I、Q兩路的幅度誤差。幅度控制邏輯完成的功能就是將發射機的幅頻特性誤差與I、Q兩路的幅度誤差分離開來,分別進行補償。通過在線測試,得到發射機的幅頻和相頻特性以及I、Q的正交特性,進而得到與頻率相關的優化補償系數表。其實現框圖如圖3所示。

圖3 寬帶信號產生及系統失真補償技術實現框圖

幅相失真采用Agilent54854A數字示波器進行采集,對采集數據進行FFT,獲得頻域幅度失真和相位失真,對信號源進行預失真補償。系統失真補償算法程序流程圖如圖4所示。

算得的幅度誤差、相位誤差如圖5和圖6所示。

圖4 系統失真補償算法程序流程圖

圖5 幅度誤差曲線

圖6 相位誤差曲線

1)直流分量的影響不考慮幅度和相位的不一致性,只考慮I、Q兩路存在直流偏置漂移時對輸出的影響。由H(f)=1,則其鏡頻分量為零,此時直流偏置分量與信號的零頻分量的比為

2)幅度不一致的影響不考慮直流偏置和相位特性的不一致,此時主信號與其鏡頻之比為

3)相位不一致的影響只考慮相位不一致對輸出信號的影響時,此時主信號與其鏡頻之比為

4)幅度和相位都存在不一致時,主信號與其鏡頻之比為

寬帶信號函數的獲得在實際工作中可用矢量網絡分析儀測量得到正交解調器I、Q兩路的傳輸函數,通過簡單的計算則可以得到H(f),或用高采樣率的數字示波器對I、Q通路進行采樣,用Hilbert變換的方法進行計算同樣可以得到H(f)。當然,為獲得精確的頻譜分析結果和校正函數,以實現誤差的精確校正,兩種方法都需要對測試信號的頻率、帶寬和時寬提出要求,所有的這些問題都可以通過計算仿真來解決。

我們采用高采樣率的數字示波器對I、Q通路進行采樣的辦法對正交解調誤差進行校正,校正結果如圖7所示。

可以看出校正前脈壓主副瓣比只有-20 dB,校正后主副瓣比達-38 dB,證明預失真補償是有效的。

2.3 發射激勵電路設計

發射激勵電路由開關濾波器組、上變頻器、放大器、濾波器和四倍頻器等組成,采用了集成模塊化及MMIC技術,將以上電路集成于一個模塊中,其中上變頻器、放大器、四倍頻器采用了 MMIC器件,MMIC電路間采用了0.25μm的金絲互聯技術。

圖7 誤差校正前后結果對比

在寬帶工作模式下,波形產生電路的輸出線性調頻信號,對其進行帶通濾波后,再與本振信號上變頻,產生S波段的線性調頻信號,最后將此信號經過四倍頻器得到X波段線性調頻發射激勵信號。在窄帶工作模式下,波形產生的信號每隔25 MHz為一工作點,變頻及倍頻方式與寬帶相同,輸出X波段窄帶信號。

若DDS的輸出信號為

載波信號為

則濾波后發射激勵信號為

相干系統中,發射信號的相位為

對于相干系統,θ為S(t);SL(t)間的相位差,θ為常數,顯然,一倍頻后,S(t)的相位變為2θs,調頻斜率變為2k,也就是說,兩倍頻后帶寬擴展到兩倍,如果DDS的信號帶寬為250 MHz,則發射激勵信號的帶寬變為1 000 MHz。

為了分析混頻器對射頻信號和本振信號的泄漏、射頻信號和本振信號的互調、本振諧波信號的泄漏對發射激勵輸出的雜散的影響以及倍頻器各次諧波抑制對輸出雜散影響等,須借助ADS軟件進行仿真。

對上述電路仿真,發射激勵輸出頻譜如圖8所示。

圖8 發射激勵輸出頻譜

從圖8可以看出,主譜與最大雜譜的抑制為17.792-(-47.737)=65.529,雜散抑制大于60 dBc,能夠滿足系統指標,且余量較大。

該設備隨整機進行外場實驗,經測試達到如下指標：

信號形式 線性調頻

工作頻率 X波段

瞬時帶寬 1 000 MHz(寬帶),5 MHz(窄帶)

發射激勵輸出峰值功率 ≥10 dBm

發射帶外雜波抑制度 ≥50 dB

激勵改善因子

寬帶激勵改善因子≥48 d B

窄帶激勵改善因子≥57 d B

3 結束語

該雷達波形激勵隨接收系統方案論證后,采用了倍頻法提高激勵帶寬,突破了寬帶信號產生及校正、寬帶激勵等寬帶相控陣雷達系統的關鍵技術,解決了寬帶、窄帶系統的波形激勵硬件共用問題,完成設計驗證后投產。隨接收系統一起完成外場聯試,波形激勵信號經窄帶接收機處理后雷達整機成功發現并跟蹤民航飛機,轉寬帶接收成功成像。經測試各項指標均已達到或超過原定指標要求,該系統已成功應用于某雷達整機產品。

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