一種Ku波段微波相位均衡器的設(shè)計(jì)

楊林川，張德偉，周東方

(信息工程大學(xué)信息系統(tǒng)工程學(xué)院， 鄭州450002)

0 引言

傳統(tǒng)的發(fā)射技術(shù)是使用單支行波管進(jìn)行射頻放大，再由天線輻射出去［1］。受行波管性能的限制，傳統(tǒng)發(fā)射技術(shù)已不能獲得滿意的發(fā)射功率。因此，現(xiàn)在的發(fā)射機(jī)常采用功率合成技術(shù)［2］，來(lái)獲得更大的輻射功率，更強(qiáng)的多方位發(fā)射能力。功率合成的實(shí)質(zhì)是矢量相加，當(dāng)各矢量的幅度、相位改變時(shí)，相加后的矢量就會(huì)不同。以兩路功率合成系統(tǒng)為例，如果兩行波管的慢波結(jié)構(gòu)具有相同的特性阻抗，當(dāng)兩合成矢量的幅度相等、相位差為0時(shí)，合成效率最大［3］;當(dāng)相位失配達(dá)到60°時(shí)，合成的輸出功率會(huì)降低20%以上。因此，有效控制兩合成支路間的幅度差和相位差，可以得到比較理想的輸出功率。減小幅度差可以通過(guò)幅度均衡器來(lái)實(shí)現(xiàn)，減小相位差可以通過(guò)相位均衡器來(lái)實(shí)現(xiàn)，本文的重點(diǎn)是設(shè)計(jì)一種Ku波段微波相位均衡器。

1 相位均衡器的設(shè)計(jì)

在功率合成系統(tǒng)中，相位均衡的具體實(shí)現(xiàn)方法是:在工作頻帶內(nèi)測(cè)出一個(gè)行波管各頻點(diǎn)的相移，將這個(gè)行波管的相移頻率曲線作為基準(zhǔn)，使用相位均衡器調(diào)整其他行波管各頻點(diǎn)的相移，使得各路行波管放大器輸出的相移基本保持一致，即實(shí)現(xiàn)了相位均衡。相位均衡器在功率合成系統(tǒng)中的具體位置，如圖1所示。

圖1 相位均衡器在功率合成系統(tǒng)中的位置

1.1 結(jié)構(gòu)模型設(shè)計(jì)

全通網(wǎng)絡(luò)在全頻域內(nèi)幅頻特性恒定，其相移及群時(shí)延值按一定規(guī)律隨頻率變化［4］，適用于相位均衡器的設(shè)計(jì)。本文使用全通網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)了一種相位均衡器，其結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 微波相位均衡器結(jié)構(gòu)示意圖

圖2中矩形波導(dǎo)諧振腔作為相位均衡器的主要組成部分，具有相移和選頻的功能。微波信號(hào)從輸入端進(jìn)入環(huán)行器后，直接進(jìn)入諧振腔，通過(guò)調(diào)節(jié)腔長(zhǎng)及腔體上加載的導(dǎo)體柱，來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)諧振頻率和相移的調(diào)節(jié)。移相后的微波信號(hào)反射回環(huán)行器從輸出端口輸出，補(bǔ)償行波管間的相位差，這樣就實(shí)現(xiàn)了在特定頻點(diǎn)上的相位均衡。

1.2 相移量理論分析

波導(dǎo)內(nèi)導(dǎo)體圓柱的電磁特性分析是典型的非均勻性問(wèn)題［5］。文獻(xiàn)［6］采用矩量法，由柱體表面切向電場(chǎng)為零的邊界條件來(lái)建立電場(chǎng)積分方程，使用脈沖展開函數(shù)與點(diǎn)匹配的方法進(jìn)行求解，獲得電流分布的數(shù)值解。求出矩形波導(dǎo)中的場(chǎng)分布及其等效電路，應(yīng)用微波網(wǎng)絡(luò)理論確定導(dǎo)體柱產(chǎn)生的相移。

如圖3所示，在矩形波導(dǎo)內(nèi)理想導(dǎo)體柱與寬邊垂直，柱體的高度為 h，半徑為 R，其軸位于(x0，y，0)。

圖3 矩形波導(dǎo)中任意高度導(dǎo)體柱

假定波導(dǎo)內(nèi)為均勻、無(wú)耗和各向同性的煤質(zhì)，其尺寸只能傳輸主模TE10模，則電場(chǎng)只有y方向，表達(dá)式為

求解過(guò)程中，把導(dǎo)體柱等分為M段，每段的長(zhǎng)度為Δl，Ij為第j段上的電流值。

由于導(dǎo)體柱是理想導(dǎo)體，忽略其損耗，且具有互易性和對(duì)稱性，故導(dǎo)體柱的S參數(shù)為

于是，相移量就可以通過(guò)求解S21的相位而得到。

2 相位均衡器的仿真

使用電磁仿真軟件HFSS對(duì)設(shè)計(jì)的相位均衡器進(jìn)行仿真，波導(dǎo)的尺寸為:寬邊a=15.8 mm，窄邊b=7.9 mm，長(zhǎng)度l=54 mm，仿真頻率范圍為12 GHz～18 GHz。從圖4可以看出，電磁波從端口1進(jìn)入環(huán)行器，從端口3輸出，說(shuō)明電磁波在矩形腔的終端發(fā)生了反射。

圖4 相位均衡器仿真模型

2.1 加載單導(dǎo)體圓柱的仿真實(shí)驗(yàn)

如圖5所示，當(dāng)單導(dǎo)體圓柱的插入深度h=1 mm時(shí)，相移變化量的范圍是-2.5°～-2.3°，其分布曲線在頻帶內(nèi)的波動(dòng)較小;h=2 mm時(shí)，相移變化量的范圍是-41.7°～-22.3°。可見隨著插入深度的增加，各頻點(diǎn)的相移變化量相對(duì)于沒(méi)插圓柱時(shí)不再恒定，而是隨著插入深度和頻率的增大而變大。因此，調(diào)節(jié)導(dǎo)體圓柱的插入深度，可以在不同頻點(diǎn)產(chǎn)生不同的相移。如圖6所示，半徑r=2 mm時(shí)，相移變化量的改變趨勢(shì)與r=1 mm時(shí)相似，而在插入深度相同的情況下，半徑大的圓柱引起的相移變化量更大。

圖5 加載r=1 mm單導(dǎo)體柱的相移變化量曲線

圖6 加載r=2 mm單導(dǎo)體柱的相移變化量曲線

如圖7所示，h=1 mm和h=2 mm時(shí)，插入損耗最大值是-0.35 dB，對(duì)信號(hào)幅度的影響較小，近似等效為全通網(wǎng)絡(luò)。當(dāng)插入深度h=3 mm時(shí)，在16.9 GHz～18 GHz頻段內(nèi)插入損耗超過(guò)了2 dB，將對(duì)微波發(fā)射鏈路的指標(biāo)產(chǎn)生影響。圖8中，導(dǎo)體圓柱的半徑r=2 mm，與r=1 mm時(shí)相比，損耗更大。所以，為了減小插入損耗的影響，需要限制導(dǎo)體圓柱的插入深度和半徑。

圖7 加載r=1 mm單導(dǎo)體柱的插入損耗特性曲線

圖8 加載r=2 mm單導(dǎo)體柱的插處損耗特性曲線

2.2 加載多導(dǎo)體圓柱的仿真實(shí)驗(yàn)

現(xiàn)加載三個(gè)導(dǎo)體圓柱，如圖9所示，隨著插入深度的增加，插損逐漸增大，當(dāng)插入深度相同時(shí)，頻率越高，插損越大。圖10表明，隨著插入深度的增加，相移變化量隨之增大，且相移變化量曲線的波動(dòng)性逐漸加大。

圖9 加載三個(gè)r=1 mm導(dǎo)體柱的插處損耗特性曲線

圖10 加載三個(gè)r=1 mm導(dǎo)體柱的相移變化量曲線

因此，改變導(dǎo)體圓柱的半徑、插入深度和個(gè)數(shù)不僅能在不同頻點(diǎn)產(chǎn)生不同的相移值，而且可以控制插損的影響。如果需要在寬頻帶內(nèi)進(jìn)行更高精度的相移調(diào)節(jié)，則需要在波導(dǎo)諧振腔上加載更多的導(dǎo)體圓柱，進(jìn)行聯(lián)合調(diào)試。

3 相位均衡器的實(shí)現(xiàn)與測(cè)試

圖11為加工制作的相位均衡器，主體有五個(gè)環(huán)行器級(jí)聯(lián)而成，每個(gè)環(huán)行器上可以級(jí)聯(lián)一個(gè)矩形諧振腔。在單個(gè)腔上加載了三個(gè)微調(diào)螺釘，腔長(zhǎng)和螺釘?shù)牟迦肷疃瓤烧{(diào)。使用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)該均衡器進(jìn)行了測(cè)試，從圖12和圖13可知，插入損耗相對(duì)于仿真結(jié)果有所增大，相移變化量曲線出現(xiàn)了較大的波動(dòng)，且隨著導(dǎo)體柱深度的增加和頻率的增大，波動(dòng)逐漸加大。這一現(xiàn)象是由接頭及器件加工誤差所引起的。

圖11 矩形腔相位均衡器實(shí)物圖

圖12 矩形腔相位均衡器插損的仿真與測(cè)試對(duì)比

圖13 矩形腔相位均衡器相移變化量的仿真與測(cè)試對(duì)比

4 結(jié)束語(yǔ)

本文設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用于Ku波段微波大功率合成技術(shù)中的相位均衡器。仿真結(jié)果表明，調(diào)節(jié)導(dǎo)體圓柱的插入深度和數(shù)量，可以使該結(jié)構(gòu)在頻帶內(nèi)的插損小于2 dB，近似于全通網(wǎng)絡(luò)的特性。增加導(dǎo)體柱的個(gè)數(shù)或把均衡器級(jí)聯(lián)起來(lái)，可以得到更大的相移調(diào)節(jié)范圍。對(duì)加工的相位均衡器進(jìn)行測(cè)試，結(jié)果與仿真存在一定的誤差，主要是由接頭及器件加工誤差所引起的。

［1］ 王衛(wèi)華，周章洪，江元俊.一種高功率小型化T/R組件發(fā)射通道的設(shè)計(jì)［J］.現(xiàn)代雷達(dá)，2005，27(7):54-56.Wang Weihua，Zhou Zhanghong，Jiang Yuanjun.Design of a transmitter channel for high power small-sized T/R module［J］.Modern Radar，2005，27(7):54-56.

［2］ 謝 寧，楊 軍，隨予行.脈沖行波管功率發(fā)射機(jī)功率合成技術(shù)的研究［J］.現(xiàn)代雷達(dá)，2007，29(9):87-88.Xie Ning，Yang Jun，Sui Yuxing.Study of pulse TWT transmitters power combining technology［J］.Modern Radar，2007，29(9):87-88.

［3］ 楊永輝，鄭貴強(qiáng).S波段2 kW連續(xù)波功率合成技術(shù)［J］.強(qiáng)激光與粒子束，2007，19(1):95-96.Yang Yonghui，Zheng Guiqiang.S-band 2 kW continuous wave power combining technology［J］.High Power Laser and Particle Beams，2007，19(1):95-96.

［4］ Hsu H T，Yao H W，Zaki K A，et al.Synthesis of coupledresonators group-delay equalizers［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2002，50(8):1960-1961.

［5］ 張江華，李福利，高昌杰.圓極化移相器相移特性研究［J］. 現(xiàn)代雷達(dá)，2002，24(4):79-81.Zhang Jianghua，Li Fuli，Gao Changjie.Research on phase shift characteristics of circular polarization phase shifter［J］.Modern Radar，2002，24(4):79-81.

［6］ Auda H，Harrington R F.Inductive posts and diaphragms of arbitrary shape and number in a rectangular waveguide［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，1984，32(6):607-609.