毫米波寬帶高功率環行器研制

華 韡

(南京電子技術研究所， 南京210039)

0 引言

隨著雷達技術的發展，環行器的應用越來越廣泛，使用頻段覆蓋范圍越來越寬。為適應雷達收發組件技術的發展，微帶、帶線器件不斷向易集成、小型化的方向發展，但在某些高平均功率應用系統中，波導高功率環行器仍有著不可替代的作用，波導高功率環行器分為波導結高功率環行器、四端口波導差相移式環行器。相比較而言，四端口波導差相移式環行器平均功率容量更高，只是受體積和重量的限制。對此類環行器提出的新課題適用于高頻化和寬帶化。本文介紹的毫米波波導高功率環行器的應用背景是結合雷達工作頻段及使用條件，最終確定采用四端口波導差相移式環行器的方案。

1 理論及原理分析

1.1 理論說明及設計思路

四端口差相移式環行器實現方式多樣，根據需求可由鐵氧體移相器及3 dB電橋組合完成環行器功能。本方案選擇的是由分支波導、3 dB電橋、90°差相移移相器及折疊雙T組成環行器，其工作原理示意圖如圖1所示［1］。其中，90°差相移移相器是環行器的核心，由并聯波導放置橫向磁化鐵氧體片構成，截面示意圖如圖2所示。

圖1 環行器工作原理示意圖

圖2 90°差相移移相器截面示意圖

這種磁化鐵氧體片使波導中兩個相反傳播方向的微波信號產生90°的相移差，即

結合折疊T和3 dB電橋的特性，結果使信號產生1→4→2→3→1 的環行，網絡表示如圖 3 所示［2］。

圖3 四端口差相移環行器網絡

90°差相移移相器的設計需根據耐功率要求來選擇鐵氧體的磁參數和幾何尺寸，器件采用H面結構，鐵氧體薄片平整地粘貼在波導寬邊上，厚度根據熱傳導方程進行計算，使鐵氧體由于損耗產生的熱量能及時傳導出去，避免因升溫太高而引起磁參數的變化，破壞器件性能，散熱措施有強迫風冷或水冷，為了提高峰功率容量，器件可采用密封充氣等措施［3］。應特別指出，當高功率微波信號超過一定閥值時，鐵氧體會產生非線性效應，激發自旋波，使器件損耗增大，性能變壞。因此，為了提高器件的高功率閥值，差相移環行器通常選取較小的飽和磁化強度及較大的自旋波線寬，歸一化p值為0.3～0.5。

功能上可實現微波信號從1口輸入，經電橋、移相器及折疊雙T后，在2口輸出，并且損耗很小，通常，損耗可做到小于0.4 dB，有特殊需求經優化設計后可達到小于0.2 dB，甚至更小。依次類推，信號2口入則3口出，3口入則4口出，4口入則1口出，形成信號環行［4］。

1.2 壓縮波導3 dB電橋設計［5］

3 dB短縫電橋的縫寬是這樣確定的:在短縫處能同時傳輸TE10模和TE20模，而TE30模及其他高次模均需截止，因此，短縫的寬度a＇為

根據工作頻率和選取的波導口徑，需要對3 dB電橋短縫處的波導寬度進行壓縮，壓縮的原則是使之在短縫處不出現TE30高次模。

短縫長度L的確定:需要滿足短縫處TE20波的相位超前TE10波的相位90°，即

式中:λg10和 λg20分別為 TE10模和 TE20模對應的波導波長。

由式(3)、式(4)可以給出半高波導3 dB電橋的基本設計參數，當然，在短縫中間需要增加調配螺釘對縫隙端部進行匹配，基本設計完成后可以利用軟件對其進行優化仿真，仿真模型如圖4所示，仿真結果如圖5所示。從圖中可以看出，在15%的帶寬內3 dB電橋的駐波接近30 dB，功率分配比起伏在±0.15 dB以內。

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圖4 壓縮波導3 dB電橋H面90°彎曲仿真模型

圖5 壓縮波導3 dB電橋仿真結果

1.3 壓縮波導折疊雙T設計［6］

為了增加帶寬，避免高次模的影響，我們采取適當壓縮并聯雙端口的寬邊尺寸，而其余兩獨立端口采用標準口徑，通常，選擇并聯雙端口寬邊尺寸為0.692 λ0(λ0為中心頻率工作波長)。圖6為壓縮波導折疊雙T仿真模型。

為了匹配1端口所在波導與大波導的連接，可在二者之間加一個1/4波長阻抗變換器，該阻抗變換器的設計，不能像普通1/4波長阻抗變換器那樣，因為現在E臂的開槽將影響波導阻抗值的計算，阻抗變換器的長度為

一般，將E臂的位置定在1端口波導與1/4波長阻抗變換器交界處，E臂的匹配一般采用電感銷釘或電容塊匹配，也可采用由壓縮波導經過1/4波長阻抗變換器漸變到標準波導。

通常情況下，電感銷釘圓心距離并聯端口隔板0.55 λ0～0.63 λ0;圓心距離E 臂(1 端口波導與1/4 波長阻抗變換器交界處)0.34 λ0～0.42 λ0，可根據實際性能做微調。電感銷釘形狀一般為圓柱狀，圓邊倒角或者為半球狀。圓柱或者圓球直徑一般為λ0/4，圓柱高或球高多根據實驗來確定。仿真結果如圖7所示，從圖中可以看出在15%的帶寬內折疊雙T各端口駐波基本接近30 dB，功率分配比起伏在±0.01 dB以內。

圖7 壓縮波導折疊雙T仿真結果

1.4 壓縮波導鐵氧體移相器設計

圖8為鐵氧體移相器的仿真模型。通常，鐵氧體片的寬邊中心位于波導寬邊的1/4處，鐵氧體片的厚度根據器件損耗、功率容量、頻率響應以及長度要求決定，為了駐波性能更加理想，鐵氧體片的兩端可磨成斜劈狀。

圖8 壓縮波導鐵氧體移相器仿真模型

通過仿真計算大致確定鐵氧體片的厚度和長度，仿真結果如圖9所示，從圖中可以看出，在20%的帶寬內，鐵氧體移相器駐波基本接近30 dB，相移差在90°左右，頻率響應起伏不超過3°。

圖9 壓縮波導鐵氧體移相器仿真結果

1.5 環行器整體性能仿真結果

圖10 四端口差相移式環行器仿真模型

圖11 四端口差相移式環行器仿真結果

2 研制和實驗結果

通過初始理論計算以及之后的軟件仿真優化計算設計，本文得出了壓縮波導3 dB電橋和壓縮波導折疊雙T的各個參數值，按這些參數值投產加工出來的壓縮波導3 dB電橋和壓縮波導折疊雙T結構通過電性能測試，能夠滿足所需頻帶內的技術指標要求。

不同厚度的鐵氧體片對鐵氧體移相器性能的影響。按照仿真計算得出的鐵氧體片厚度為0.3 mm，通過測試發現鐵氧體移相器的相移差與要求的90°還有一定距離，于是，將鐵氧體片厚度改為0.4 mm，通過測試發現鐵氧體移相器的相移差要高出90°一些，且頻率響應不太理想，最終，將鐵氧體片厚度改為0.35 mm，通過測試發現鐵氧體移相器的相移差可以達到90°。且整個頻帶的頻率響應較理想。

按預期技術指標要求研制出了毫米波頻段波導高功率環行器樣件，圖12為研制出的環行器樣件。

圖12 實際研制出的毫米波四端口相移差式環行器軟件

圖13為測試出的該器件的性能，可以看出在毫米波頻段，相對帶寬11.5%范圍內，正向損耗最大值為0.49 dB，反向隔離最小值為27 dB，各端口電壓駐波比均小于1.2。

圖13 毫米波四端口相移差式環行器樣件實際測試結果

在這種四端口差相移式波導環行器中，區別于傳統做法，即環行器內外部波導端口口徑均一致，鐵氧體移相器、3 dB電橋和折疊雙T在環行器內部的波導端口均采用壓縮波導寬度進行設計，這樣能夠避免在高頻端時易出現的高次模，有效增加帶寬，以往研制的毫米波四端口波導差相移式環行器帶寬一般在6%～8%，而該環行器實驗測試帶寬可以達到15%左右。而且壓縮波導寬度也可以減小整個環行器的體積和重量。

在毫米波頻段，各個元件的誤差對于環行器的隔離和損耗影響巨大。有研究表明，假設3 dB電橋和折疊雙T是理想的，鐵氧體移相器引起的相移差誤差在11.4°時，環行器隔離性能將會下降5 dB，損耗性能會增加0.06 dB，而且，并未考慮鐵氧體移相器本身的損耗［5］。所以，該毫米波四端口波導差相移式環行器對于各個元件的公差控制必須非常嚴格，特別是鐵氧體差相移段內的鐵氧體尺寸和位置。我們在控制好鐵氧體加工尺寸精度的同時，設計了精密簡便的工裝夾具對鐵氧體在波導內進行準確定位膠接。

以前的毫米波四端口波導差相移式環行器中鐵氧體移相器內的鐵氧體厚度一般為0.5 mm～0.6 mm，我們將鐵氧體厚度繼續取薄至0.3 mm～0.4 mm，這樣的優勢在于使鐵氧體移相器自身損耗減小;外加磁場相應減小，橫磁場尺寸和重量能大幅減小;更重要的是能改善散熱條件，提高平均功率容量。但是，對于鐵氧體加工工藝提出了更高的要求，同時，需要結合實驗判斷差相移頻響和誤差等。

3 結束語

本文從工程應用出發，論述和驗證了毫米波頻段寬帶高功率差相移式環行器的設計思路，通過理論計算、軟件仿真并結合實驗，研制出的毫米波寬帶高功率差相移環行器性能優良，具有實際應用價值。

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