毫米波段LTCC濾波器的小型化設計

丁 勇，劉玲玲

(1.南京理工大學電子工程與光電技術學院，南京210094;2.中國電子科技集團第十六研究所，合肥230043)

濾波器在現代射頻、微波系統中是不可缺少的元件，而隨著通信系統對濾波器小型化、高性能的要求，LTCC技術應運而生［1］。平面平行耦合線微帶帶通濾波器采用窄邊耦合，雖然容易制作，但占用面積較大［2-4］，隨著LTCC工藝的日益成熟，利用LTCC技術使得耦合線向Z維度(采用寬邊耦合)集成能大大減小其占用面積［5-6］，但又由于采用寬邊耦合，耦合強度較大適合做寬帶濾波器［7］，若設計窄帶濾波器，為減小層與層之間的耦合，則不得不增加層與層之間的間距，使得Z維度較大，反而增大了濾波器的體積，而實際上LTCC的工藝可以使層間距可以做到很小。為充分利用LTCC工藝的優點，縮小Z維度上的大小是有必要的。為此，我們提出新型寬邊耦合LTCC結構單元。

1 結構單元及奇偶模分析

1.1 新型寬邊耦合LTCC結構單元

由此我們提出了一種使用類共面波導結構來設計的LTCC帶通濾波器以減小Z方向的大小。通過在帶狀線兩側鋪上接地板，該結構是改進型帶狀線結構，帶狀線和兩側的地也產生了電容，增加了耦合傳輸線和地之間的電容，同時可有效減弱電磁串擾，新型耦合傳輸線LTCC單元結構如下圖1所示。

圖1 提出的新型耦合線LTCC單元結構

1.2 奇偶模分析

耦合傳輸線的理論已經相當成熟，該新型耦合線LTCC單元結構的奇偶模分析可采用經典的分析方式［8］，奇模激勵下電場分布和等效電容網絡分別如下圖2(a)、圖2(b)所示。

圖2 新型耦合傳輸線LTCC單元結構的奇模激勵

C12代表帶狀線導體之間的電容，C11和C22分別表示兩帶狀線和地之間的電容(包括上下地和左右地之間的電容)。

分析時假設帶狀線的尺寸相等，且它們相對于接地導體之間的位置是相等的，即C11=C22;并假設該結構傳輸TEM波，則奇偶模的相速度是相等的。對于奇模的特性阻抗是:

現考慮偶模激勵，偶模激勵下電場分布如圖3(a)所示，等效電容網絡如圖3(b)所示。

圖3 新型耦合傳輸線LTCC單元結構的偶模激勵

同樣假設這兩個帶狀線導體在尺寸上和位置上

相同，則偶模的特征阻抗是:

2 單元結構具有較小的Z維度論證

2.1 理論分析

耦合傳輸線之間的耦合系數［9］

比較傳統帶狀耦合傳輸線和該新型耦合傳輸線知，若它們耦合傳輸線尺寸一樣，之間的距離也一樣，則帶狀線導體之間的電容也即C12=C'12(帶“撇”的表示傳統帶狀耦合傳輸線參量)，又由于該新型耦合傳輸線與地之間的距離相比傳統耦合帶狀線大大縮小，再加上和兩側地之間形成的電容，則C11=C22＞C'11=C'22，則kij＜k'ij。即同樣層與層之間的距離，該新型耦合傳輸線耦合系數更小。考慮到對某耦合線，耦合系數越大和層與層之間的距離越小，因此，實現同樣的耦合強度，新型耦合傳輸線使用的距離將大大縮小，即減小了Z維度上的大小。

另一方面耦合線特性阻抗［8］:

在耦合線兩側加地后，Ce不變，由于和兩側地之間的電容，Co將變大，特性阻抗Z0將變小，為保證50 Ω的特性可行的方式是減少耦合線的寬度，這樣耦合線之間的容性耦合強度減小，事實上也能夠減小Z方向上的大小。

2.2 HFSS仿真驗證

其他條件不變下，通過增加兩側的接地面以及縮小帶狀線與兩側地之間的距離來減小帶狀線之間的耦合系數。耦合傳輸線之間的距離保持不變，如圖4(a)，耦合系數隨兩側地與帶狀線之間距離(有無)變化，w表示帶狀線和地之間的距離(其中w=0.9時表示兩側沒有地)，h表示層之間的距離。

可以圖4(b)看出，當h一定時，通過在帶狀線兩側有地時，隨著帶狀線和地之間的距離w減小，耦合系數k大大減小，即當兩側地距帶狀線的距離越近，耦合系數越小，且該距離越近，減小得越快。另外，w帶狀線和地之間的距離一定時，當層高h增大時，耦合系數也是減小的，這與理論推導是一致的。所以為減小耦合系數k，又要不增加濾波器Z-維度上的體積，應盡量縮小兩側地距帶狀線的距離。

舉例說明，采用傳統帶狀線實現濾波器，即帶狀線兩側沒有地，對應圖4(b)即w=0.9 mm，若用層高h=0.25 mm實現耦合，耦合系數k=0.34;若耦合帶狀線兩側加地，若采用層高h=0.15 mm，則w=0.35 mm，亦可實現耦合系數k=0.34，但層高h只有0.15 mm，Z方向上的維度減少了57%，且濾波器是基于耦合矩陣的，所以濾波器性能并沒有變，卻大大降低了Z維度的大小，若按照現有的加工工藝，w最小可取0.1 mm，因此這個層高h還可以減少。

圖4 新型耦合線LTCC單元結構

通過寬邊耦合制作窄帶濾波器需要較小的耦合系數，因而層高h較大，兩測加地可大大減小層高h，因此該新型耦合線單元結構使用在窄帶濾波器比寬帶濾波器更具有明顯的效果。

由于可以通過改變帶狀線和地之間的距離w來控制耦合系數，比原來僅能通過改變層高h和錯位方式改變耦合系數k增加了設計維度，提高了設計靈活性。

但由于LTCC工藝限制，這個距離不可能無限小，根據不同的加工工藝，應盡可能小，達到最大程度減小Z方向上的電路尺寸的目的。

3 設計實例

設計了7級耦合傳輸線結構，中間一級四分之一波長短路線的目的是方便進行LTCC立體拓撲結構的設計，其平面拓撲結構如下圖5所示。

利用電磁場仿真軟件Ansoft HFSS可得到上文設計的新型耦合線帶通濾波器，尺寸如下:從下到上的高度依次是h1=h6=0.09 mm，h2=h5=0.24 mm，h3=h4=0.35 mm，所有耦合線長度L=1 mm，寬度w=0.1 mm，厚度T=0.01 mm，介電常數為4.5，介質損耗角正切為0.002，帶狀線和兩側地之間的距離w=0.1 mm，濾波器體積僅為 4 mm×1.4 mm×0.4 mm。從圖6(b)中可以清楚地看到，由于交叉耦合，新型濾波器的頻率響應仿真曲線在10 GHz和53 GHz處分別出現一個傳輸零點，3 dB帶寬1.2 GHz，插入損耗2.5 dB，且衰減可達到70 dB以上，回波損耗S11＜-15dB。由此可見，新型濾波器在減小體積的同時，也獲得了較好的頻率選擇特性，如下圖6所示。

圖5 平面拓撲結構

圖6 HFSS模型及仿真結果

4 結論

本文提出了一種寬邊耦合LTCC結構單元，并進行了多級LTCC帶狀線帶通濾波器的設計，仿真結果較好。新型LTCC濾波器結構單元在有效減小濾波器體積的同時，由于采用多層結構引入交叉耦合在通帶兩側各產生一個傳輸零點，獲得了更加優越的頻率選擇特性。新型濾波器無論在體積上、還是在性能上都優于傳統濾波器。

［1］Zhang Y C，Zaki K A，Piloto A J，et al.Miniature Broadband Bandpass Filters Using Double-Layers Coupled Stripline Resonator［J］.IEEE Trans on MTT，2006，50(8):3370-3376.

［2］何志權.平行耦合線濾波器［J］.艦船電子對抗，2007，30(3):108-109.

［3］王海英，張福洪.微帶抽頭線發夾型帶通濾波器的設計及優化［J］.電子器件，2012，35(3):334-338.

［4］李奇威，郭陳江，張興華，等.平行耦合微帶線帶通濾波器的設計與優化［J］.電子設計工程，2012，20(4):12-14，18.

［5］王升，陳勁松，王永明，等.基于多層帶狀線諧振子結構的帶通濾波器設計［J］.磁性材料及器件，2011，42(6):38-41，62.

［6］張金，廖同慶，陳新民，等.應用于RFID技術中交指型微帶帶通濾波器的設計［J］.電子器件，2011，34(3):316-319.

［7］趙永志，王紹東，吳洪江，等.小型化三維發夾型LTCC寬帶帶通濾波器［J］.半導體技術，2011，36(9):661-663.

［8］David M Pozar.微波工程［M］.張肇儀，周樂柱，吳德明，等譯.電子工業出版社，2006:290-292，295.

［9］蘇永川，何子述，高瑜翔，等.L波段發夾型微帶濾波器的設計［J］.電子科技大學學報，2004，33(1):16-18，62.