一種基于共面線的毫米波寬帶預失真線性化技術

謝小強，吳健葦，穆繼超，沈曉唯，趙 濤，張旭陽

(1.電子科技大學 電子科學與工程學院，四川 成都 611731； 2.上海航天電子技術研究所，上海 201109)

0 引言

近來，隨著大容量、高數據率、高速無線通信技術的飛速發展和相關應用需求的快速增長，基于全固態集成技術的毫米波衛星無線通信前端系統對發射機末級高功率放大器(SSPA)的要求越來越高。系統的成功應用很大程度上依賴于系統前端末級發射機高功率放大器的工作性能。該功率放大器除需具有高發射輸出功率和高效率外，還需具有高線性度。為提高有限頻率帶寬內的數據傳輸率，無線通信系統通常采用正交相移鍵控(QPSK)、正交振幅調制(QAM)等頻譜利用率高的非恒包絡調制技術，而該調制技術會導致信號峰均比(PAR)增大，驅使放大器進入飽和區，產生非線性失真，在增加誤碼率的同時拓寬頻帶，對其他相鄰信道產生干擾。為解決這一問題，功率放大器線性化技術應運而生。

現有的功放線性化技術主要有以下幾種。前饋技術[1-2]通過耦合網絡將功率放大器自身的一部分互調分量耦合到消除環路，從而抵消功率放大器自身的互調分量。該方法在低頻有很好的寬帶特性和良好的穩定性，且能極大地改善非線性，但因其電路結構復雜，對元件的精度要求高，難以在毫米波段電路中實現，故線性改善效果不理想。負反饋技術[3-4]通過反饋網絡提取功放非線性信號，并將相應變化與功放原始輸入信號疊加，從而達到改善非線性的目的，但因其受限于反饋環路帶寬，且穩定性較差，故不適宜于毫米波電路集成。毫米波頻段的線性化技術主要利用肖特基二極管非線性預失真特性實現，這種模擬預失真技術具有電路緊湊，工作頻率高等特點[5-7]。在此類研究中，為便于與毫米波三端器件(比如毫米波MMIC)集成，線性化預失真電路多采用基于肖特基二極管的微帶串并聯集成預失真電路形式[8-10]。文獻[8-9]采用的微帶電橋結構的預失真電路提高了端口駐波性能，并加強了相位補償能力，但其固有的工作帶寬受電橋限制，難以在毫米波頻段實現寬帶線性化預失真的非線性幅度和相位補償。文獻[10]采用并聯單個肖特基二極管的形式實現了結構簡單，增益和相位可調的預失真器，但預失真電路線性化效率較低。

本文利用共面波導良好的二端口器件并聯集成特性，將肖特基二極管直接加載于共面波導金屬導帶與接地金屬條帶的縫隙中，在提高能量利用率的同時，避免了接地電感對工作頻率的限制，增加了工作帶寬，在毫米波頻段實現了寬帶預失真非線性幅相補償，并在Ka波段進行了試驗驗證。

1 肖特基二極管模擬預失真原理分析

模擬預失真技術從概念上講是一種非常簡單的線性化技術，其基本設計思路是讓輸入信號在進入功率放大器前，先經過一個與功放的非線性相反的模塊，以此來補償功率放大器所產生的非線性失真，從而改善功率放大器的線性度。

肖特基二極管的非線性特性可產生與功放的非線性失真互補的預失真曲線。肖特基二極管可等效為一個可變電導與結電容并聯的二端口網絡[11]，其交流等效模型如圖1所示。圖中：P1和P2為網絡的2個端口。

圖1 肖特基二極管的交流等效圖Fig.1 Alternating current equivalent circuit of schottky diode

在為肖特基二極管選定適當的直流偏置后，隨著輸入功率的增加，肖特基二極管的等效電導減小。圖1中交流等效電路傳輸系數S21的幅度與相位分別為

(1)

(2)

式中：Z0為特性阻抗；ω為角頻率；Cj為二極管的結電容；Gd為二極管的可變電導，與二極管的偏置情況有關。

隨著肖特基二極管等效電導的減小，S21的幅度會增大，而相位會減小，即表現為增益擴張和相位壓縮。因此，肖特基二極管產生的非線性失真特性與固態功率放大器固有的非線性失真特性相反，滿足預失真特性需求。

2 毫米波模擬預失真器設計

本文所設計的共面波導結構的預失真器的電路結構如圖2所示。預失真器由2個肖特基二極管，1段共面波導，用于控制二極管偏置狀態的偏置電阻Rb和偏置電壓Ucc，以及1個射頻扼流圈組成。同時，因二極管加載在共面波導上，故本預失真電路微帶線先經過過渡轉換到共面波導，再由共面波導過渡轉換到微帶線。

圖2 預失真器電路結構圖Fig.2 Schematic diagram of circuit structure of predistorter

在無源傳輸線中，微帶線結構的能量主要分布在中間的介質基片內。若將二極管表貼于微帶線介質基片上的金屬導帶面上，微帶線傳輸的能量就不能為二極管充分利用。此外，微帶線過孔接地的方式會產生寄生電感，影響工作帶寬。相對于微帶傳輸線，共面波導在毫米波段損耗更低。共面波導采用高介電常數的材料作為介質基板，由于介質基板上表面位于中間的金屬條帶內，與兩旁的接地板處于同一平面，因此并聯安裝二端口元件非常方便，無需在基片上鉆孔或開槽，避免了接地電感，易于實現寬頻帶。共面波導通過過渡還便于與微帶集成傳輸線，實現寬帶匹配轉換。

采用Ansoft公司的三維電磁仿真軟件HFSS(high frequency structure simulator)進行建模與仿真，設計中所采用的共面波導的結構如圖3所示。接地金屬條帶通過金屬化通孔將表面的金屬條帶與基片背面的腔壁連接，從而達到接地的效果。相比于微帶線結構，共面波導結構中的能量集中分布于金屬導帶與接地金屬條帶的縫隙中。電磁場在共面波導截面的分布如圖4所示，HFSS仿真的電場分布如圖5所示。若將二極管表貼于共面波導的縫隙之間，則共面波導傳輸的能量將被二極管充分利用，二極管加載于共面波導上的實物結構如圖6所示。

由上述分析可知，將二極管表貼于共面波導的方法可使二極管更高效地利用傳輸線的能量，同時避免了二極管負極接地帶來的寄生電感影響，利于帶寬設計。

圖3 共面波導模型Fig.3 Model of coplanar waveguide

圖4 共面波導電磁場分布Fig.4 Electromagnetic field distribution of coplanar waveguide

圖5 共面波導電場分布仿真Fig.5 Simulation diagram of electric-field distribution for coplanar waveguide

圖6 二極管加載于共面波導結構視圖Fig.6 Photograph of integrating diode with coplanar waveguide

預失真器的輸入信號由標準波導BJ-320饋入，經波導-微帶探針過渡到微帶線，然后通過微帶過渡到共面波導并經過加載在共面波導上的肖特基二極管，從而產生預失真信號，預失真信號再通過共面波導過渡到微帶線，最后經微帶過渡到標準波導并輸出。圖7為此預失真電路的無源電路模型。電路采用的基片為Rogers RT/duroid 5880，其介電常數為2.2，厚度為0.254 mm。該無源電路結構的組成部分包括波導、微帶探針、偏置高阻線和共面波導。無源電路S參數仿真結果如圖8所示。結果表明：在28～37 GHz的頻段內，無源電路的插入損耗低于0.2 dB，回波損耗優于-19 dB。

圖7 毫米波預失真器無源電路Fig.7 Passive circuit of millimeter-wave predistortion linearizer

圖8 毫米波預失真器無源電路仿真結果Fig.8 Simulation results of passive circuit for millimeter-wave predistortion linearizer

3 預失真線性化器制作與測試

本文中的預失真線性化器所采用的二極管為M/A-COM MA4E-2037。預失真線性化器實物的正面與背面視圖如圖9所示。圖10為預失真線性化器工作在30 GHz頻點處，偏置電壓為2.4 V時，輸入功率在-10～5 dBm范圍內的預失真測試曲線。從圖10中可以看出，線性化器在30 GHz可提供2.6 dB的增益幅度擴張和24°的相位壓縮。表1為該預失真線性化器在25～38 GHz頻帶范圍內的預失真特性。由表1可知，預失真線性化器在25～38 GHz的寬頻帶范圍內實現了3 dB左右的增益幅度擴張和20°左右的相位壓縮。

圖9 毫米波預失真器實物圖Fig.9 Actual photo of millimeter-wave predistortion linearizer

圖10 30 GHz頻點處線性化器預失真曲線圖Fig.10 Predistortion curves of linearizer at 30 GHz

表1 25～38 GHz頻帶內線性化器預失真特性

4 預失真線性化器驅動放大器制作與測試

在實際應用中，功放需要一定的輸入功率，線性化器的適用功率范圍與功放的輸入功率范圍未必一致，且線性化器引入的插損對功放的性能也會產生一定影響。為使線性化器工作在最佳狀態并為功放提供適宜的輸入功率，設計了預失真驅動放大電路模塊。

預失真驅動放大電路結構如圖11所示。通過前置的衰減器1、衰減器2和放大器1調節進入預失真器的輸入功率，同時保證放大器1不進入非線性放大區域；同樣，通過衰減器3、放大器2和放大器3調節預失真線性化驅動放大電路的輸出功率范圍，以適應對輸入功率有不同要求的末級功率放大器。在反復測試和試驗的基礎上，選擇3片型號為CHT4694的衰減器芯片，放大器1、放大器2和放大器3的芯片型號分別選擇為HMC-ALH445、TGA4507和TGA1073。該選擇方案可在調整預失真器輸入輸出功率范圍的同時不產生新的非線性失真。預失真驅動放大器電路實物如圖12所示，放大器腔體材料為銅。

圖11 預失真驅動放大器電路結構圖Fig.11 Structure diagram of predistortion driving amplifier circuit

圖12 預失真驅動放大器電路實物圖Fig.12 Actual photo of predistortion driving amplifier circuit

用失網測試預失真驅動放大器在二極管電流為3 mA，頻點為30 GHz處的幅度特性和相位特性，測試平臺如圖13所示，圖14為測試結果。由測試結果可知，該線性化器在30 GHz頻點處，可提供3.8 dB的增益幅度擴張和30°的相位壓縮。

圖13 預失真驅動放大器電路測試平臺Fig.13 Test platform for predistortion driving amplifier circuit

圖14 預失真驅動放大器30 GHz時幅度和相位特性Fig.14 Amplitude and phase characteristics of predistortion driving amplifier at 30 GHz

將預失真驅動放大器與功放級聯，通過測試對比線性化前后毫米波功率放大器三階交調失真來驗證預失真器對功放非線性失真的改善能力。選用一型工作頻段為29.6～30 GHz，飽和輸出功率為5 W的毫米波功率放大器，并測試其線性化前后的三階交調失真。雙音信號測試平臺如圖15所示。雙音信號的頻率間隔為5 MHz，在1 dB壓縮點回退7 dB的條件下使用頻譜儀測試功率放大器的三階交調。29.8 GHz頻點處功放加載線性化器前后三階交調測試結果如圖16所示。圖16(a)為沒有級聯預失真器時功率放大器的三階交調，圖16(b)為功率放大器級聯線性化器后的三階交調。在29.6～30 GHz的頻帶范圍內，功率放大器加載線性化器前后的三階交調失真改善情況見表2。其中，IMD30表示未加載線性化器功率放大器的三階交調系數，IMD31表示加載線性化器后功率放大器的三階交調系數。測試結果表明：在29.6～30 GHz的頻帶范圍內，級聯線性化器后，功率放大器的三階交調失真都在-30 dBc以下，三階交調改善程度都高于10 dB，其中，在29.8 GHz頻點處，三階交調失真改善程度最高達19 dB。

圖15 雙音信號測試平臺Fig.15 Test platform for two-tone signal

圖16 29.8 GHz頻點處功放加載線性化 器前后三階交調測試結果Fig.16 Test results of three-order intermodulation for power amplifier with and without loading linearizer at 29.8 GHz

工作頻率/GHzIMD30/dBcIMD31/dBc改善程度/dB29.6 -20.7-34.2 13.529.8 -23.5-42.5 19.030.0 -23.4-34.7 11.3

5 結論

本文利用共面波導傳輸線良好的二端口器件并聯集成特性，提出了基于共面波導集成肖特基非線性二極管的毫米波線性化新方法，避免了傳統微帶集成電路接地電感等不連續性對工作頻率和工作帶寬的限制，提高了線性化電路的工作頻率，拓展了工作帶寬。所研制的毫米波預失真線性化電路具有工作頻率高、工作帶寬寬、結構緊湊等優點。試驗結果表明：采用該線性化技術實現的線性化驅動模塊對輸出功率為5 W的功率放大器的三階交調失真進行了有效改善，在29.6～30 GHz頻率范圍內三階交調抑制度改善超過11 dB，并在29.8 GHz處達到19 dB，大幅提升了整個線性化功放的線性性能。該線性化技術可用于滿足現代大容量、高速衛星通信前端系統需求，大幅改善毫米波衛星通信系統發射機中功率放大器的線性性能，實現高質量、低誤碼率的數據無線傳輸鏈接。