衛星通信地面終端射頻一致性測試及仿真分析

王碩 王兵 李昌華 鄒光南

（航天恒星科技有限公司，北京 100086）

1 引言

地面通信系統受地理環境和運營成本等因素的制約，存在許多覆蓋盲區，衛星通信系統是地面通信系統的一種有效的、必要的補充。衛星通信系統可分為地球靜止軌道（GEO）系統和非地球靜止軌道（Non-GEO）系統［1］，目前在運行的Non-GEO 系統有銥星（Iridium）、全球星（Globalstar）和軌道通信衛星（Orbcomm）系統等，GEO 系統包括國際移動衛星（Inmarsat）、瑟拉亞（Thuraya）衛星、亞洲蜂窩衛星（ACeS）等。GEO 系統相對于Non-GEO 系統具有用戶密度高、成本低、系統效率高等優點，因而成為當前研究的熱點［2］。

射頻一致性測試是通信終端在商用之前的一個非常重要的測試，射頻部分的優劣直接決定終端的性能。例如，終端發射功率過高，會給其他用戶帶來干擾，經常地高功率發射會帶來終端發熱和待機時間短等問題。目前，國內外對大部分無線和地面蜂窩標準的一致性測試進行了充分的研究［3-5］，但對衛星通信地面終端的射頻一致性研究還存在許多不足。

本文針對衛星通信地面終端，研究了其物理層，包括基帶處理和發射機射頻指標及其測試算法，并利用MATLAB和ADS軟件進行了仿真，通過對不同參數設置下仿真結果的分析，指出了影響終端發射機射頻指標的因素，并對進一步開展研究工作提出了建議。

2 通信體制

2．1 概述

本文研究的衛星通信系統采用頻分多路復用（FDM）／時分多址（TDMA）多址方式，衛星到地面用戶終端（User Terminal，UT）的下行（前向）射頻載波和終端到衛星的上行（回傳）射頻載波是成對的，根據業務需求、頻率重用和可用頻譜的協調，射頻載波被配置到每個波束。當給波束分配載波時，最小的可分配單元稱子帶（subband）。任何子帶都可以分配給任何波束，與波束的位置無關。一個載波可以專門用于控制信道，也可以由業務信道和控制信道共用。

信號在物理層以TDMA 幀的形式進行傳輸，幀格式包括巨幀（hyperframe），超幀（superframe），復幀（multiframe），幀（frame）和時隙（timeslot）［6］。

終端信號發送部分的處理流程包括基帶處理、調制和發射三部分，其中，基帶處理部分包括CRC、卷積編碼、交織、加擾、復用、加密和突發格式化，發射部分包括發射機和天線，如圖1所示。

圖1 終端發送部分框圖Fig．1 Block diagram of the terminal’s transmitting part

2．2 基帶處理

對衛星信號而言，基帶處理的目的主要有：

（1）實現多路復用。將一個地面站的多個信息源，通過基帶處理，變成單一的基帶信號波形，可以采用的復用方式有FDM、時分復用（TDM）和碼分復用（CDM）。

（2）射頻調制的需要。數字信號需要插入導頻信號、獨特字等，獨特字用于解決調制產生的相位模糊問題。

（3）進行模數轉換與編碼，包括信源編碼和信道編碼。

本文研究的衛星通信系統的基帶處理過程包括：CRC、卷積編碼、交織、加擾等。

（1）CRC：是一類重要的線性分組碼，因其編碼和解碼的方法簡單、檢錯糾錯能力強而被廣泛應用于許多領域以實現差錯控制。本文研究的系統中采用16位CRC，其生成多項式如下：

式中：D為移位寄存器。

（2）卷積編碼：是可以用于對抗衰落和噪聲的一種重要的信道編碼［7］。由碼率分別為1／2、1／3、1／4和1／5的卷積碼通過刪余（Puncture）可得到不同編碼速率的刪余卷積碼，以適應不同的邏輯信道數據塊長度。

（3）交織：包括突發內交織和突發間交織。突發內交織把編碼數據塊映射到一個N×8矩陣（N與信道和編碼比特數有關），使用偽隨機排列將列互換，然后將數據塊按列讀出。經過列交換之后，矩陣元素（i，j）變為（i，jp），i為矩陣的行索引，j、jp為矩陣的列索引，其中jp＝（j×5）mod8，mod為取模運算。

突發間交織是把突發內交織器的輸出突發L送至突發間交織器，它與之前到達的M-1個突發存儲在M×K的數組中（M為交織深度，K為突發內比特數）。

（4）加擾：加擾器將輸入比特流與二進制偽隨機序列進行逐位模2加，目的是將輸出比特流中0和1的數目隨機化，加擾器同時可作為解擾器。

2．3 調制

射頻調制的目的是實現多址通信，充分利用衛星轉發器的帶寬和功率，增強對衛星信道的抗干擾能力。本系統對突發進行調制后的符號速率為23．4ksymbol／s，符號周期T為1／23．4 ms。調制方式使用加復擾碼的四相相移鍵控（QPSK），相對于常用的QPSK 調制方式可以較好地改善調制信號的峰均比，提高放大器的功率效率，減少帶外功率輻射［8］。成型濾波器使用滾降因子為0．35的根升余弦（RRC）濾波器。其頻率響應H（f）如下：

其沖激響應h（t）是H（f）的傅里葉逆變換，如下：

式中：t為時間。

3 終端發射機指標及測試算法

典型的無線發射機結構主要由上變頻器、濾波器和功率放大器組成，上變頻器用于將基帶調制后的信號變換到系統所使用的射頻頻率上，濾波器用于保證發射信號占用的帶寬在系統分配給自身的信道內，功率放大器使射頻信號按照規定的功率進行發送。上述器件的性能將會直接影響終端發射機的射頻指標，下面分別討論誤差矢量幅度、占用帶寬和鄰道干擾三項射頻一致性測試的主要指標及相應的測試算法。

3．1 誤差矢量幅度

誤差矢量幅度（EVM）是一種全面衡量信號幅度誤差和相位誤差的指標。在星座圖上，誤差矢量很清楚的反映了由調制器不平衡、相位噪聲、放大器的非線性、非理想濾波器等引起的信號損傷［9］，可以通過比較測量信號矢量Z和理想參考信號矢量R得到的誤差矢量E來得到，如圖2所示。其中，測量信號矢量與理想信號矢量之間的幅度差即為幅度誤差，它們之間的夾角即為相位誤差，它們之間的矢量差即為誤差矢量。而且，EVM 只依賴于矢量調制信號的變換過程［10］，與調制的制式（星座圖的形狀）無關，這個特點使其在矢量調制信號的研究中占有重要地位。

歐洲電信標準協會（ETSI）關于衛星通信系統的標準中對調制精度的要求為：整個突發信號的均方根誤差矢量幅度（EVM）低于9%。均方根EVM的計算方法如下：

觀測一個理想發射機通過一個理想RRC 接收濾波器后在每個符號最佳采樣時間得到的序列（對于QPSK）為

式中：SR是參考符號的位置，k＝0，1，…，39N，｜S（k）｜＝1，B（k）＝0，1，2，3，e為指數函數。

QPSK調制的數據符號d（k）與B（k）值的對應關系見表1。

圖2 誤差矢量幅度Fig．2 Error vector magnitude

表1 QPSK 的B（k）值Table 1 B（k）value of QPSK

設Z（k）是實際發射機通過理想接收濾波器在k時刻的復數矢量，發射機建模為

式中：W＝edr＋jdσ，dσ表示每個符號的頻偏（弧度／符號），dr代表幅度變化率（奈培／符號）；C0代表載波的初始偏移量；C1是表示隨機相位和發射機輸出功率加權的一個復數常量；E（k）是采樣值S（k）的殘留誤差矢量。

得到誤差矢量幅度EVM 的計算流程為：

（1）接收測量信號Z，根據接收到的I／Q 數據，利用獨特字（unique word）相關找到突發的起始位置。

（2）對接收到的測量信號Z進行修正，修正方式及順序為：

Z→Z（k）W-k，去頻率偏差的影響。

Z→Z（k）-C0，去直流偏移量的影響。

Z→去初始相位的影響。

（3）利用修正后的測量信號Z恢復參考信號，將測量信號采樣點映射到QPSK 調制的星座圖，根據相位和幅度信息找到最接近的標準點，該標準點就是對應的參考信號點。

（4）計算誤差矢量幅度EVM，由于最佳采樣點數據在星座圖上最為集中，調制質量最好，所以在最佳采樣點計算出來的EVM 值更接近真實值。

平方誤差矢量之和為

式中：C0，C1和W選擇使表達式最小的值用于計算每一個符號的矢量誤差，MAX 和MIN 是所測量突發的最后一個和第一個最大有效值點。

3．2 占用帶寬

占用帶寬（OBW）是為了驗證用戶終端（UT）的發射功率是否集中在主信道上，如果超出主信道范圍會對其他用戶的使用造成干擾。其定義為在所分配的信道頻率為中心的發射頻譜內，包含總發射功率99%時所對應的頻帶寬度。本系統要求的符號速率為23．4ksymbol／s，占用帶寬應小于31．25kHz。

占用帶寬的計算方法如下：

（1）在發射載波中心頻率-100kHz至發射載波中心頻率＋100kHz的帶寬上測試功率譜分布，通過線性積分求和的方法計算出其總功率；

（2）從載波中心頻率-100kHz頻帶向中心頻率逐點積分求和，直到功率達到總功率的0．5%，相應的確定為最低頻率點；

（3）從載波中心頻率＋100kHz頻帶向中心頻率逐點積分求和，直到功率達到總功率的0．5%，相應的確定為最高頻率點；

（4）占用帶寬＝最高頻率值-最低頻率值。

3．3 鄰道干擾

由于發送信號具有突發特性，調制過程和功率開關瞬態會在鄰近信道產生干擾。鄰道干擾通過鄰道泄漏比（Adjacent Channel Leakage Ratio，ACLR）來衡量。平均功率由占突發激活部分的70%的瞬態功率平均值表示，對于第一、第二和第三鄰近信道，應至少在200個突發脈沖上計算平均值，而對于第四和之后的其他鄰近信道，應至少在50個突發脈沖上計算平均值。

本文研究由調制過程產生的鄰道干擾，標準規定由調制產生的鄰道功率相對值不應超過表2 所示［6］。發射功率的測量使用滾降系數為0．35，帶寬為23．4kHz的RRC 濾波器，中心頻率為相應鄰道的中心頻率。

表2 調制產生的鄰道干擾Table 2 Adjacent channel interference due to modulation

鄰道泄漏比的測試過程如下：

（1）用RRC濾波器測量工作信道的平均功率；

（2）依次測量第一、第二、第三和第四個低頻相鄰信道及高頻相鄰信道的平均功率；

（3）用相鄰信道的平均功率（dB值）減去工作信道的平均功率（dB值）來計算ACLR。

4 仿真分析

本文采用MATLAB 和ADS軟件聯合進行仿真，由MATLAB 仿真基帶信號生成和處理過程，ADS用于仿真發射機的射頻指標。根據圖1 的處理流程建立衛星地面終端的發射機仿真平臺。仿真參數見表3。

表3 仿真參數Table 3 Simulation parameters

4．1 調制信號的星座圖

在ADS仿真原理圖中添加TKXYplot模塊，可以觀察到經過低通升余弦濾波和加性高斯白噪聲AWGN 信道之后的信號的星座圖，如圖3所示。由于噪聲的影響，星座圖的采樣點在理想點附近波動，通過圖3可以看出，軌跡是初始相位為π／4的QPSK信號。

圖3 調制信號的星座圖Fig．3 Constellation of modulated signal

4．2 發射信號的頻譜

圖4是經過16倍速上采樣、RRC濾波和上變頻之后的發射信號頻譜圖，其中心頻率為1．634 5GHz，符號速率為23．4ksymbol／s。從圖4可以看出該發射信號的效果很理想。利用ADS中的功率譜計算函數求得發射信號的功率為30．039dBm，與仿真中設置的30dBm 基本一致，說明搭建的仿真系統準確度較高。圖5給出了一幀的時間長度中最大發射功率的變化曲線，可以通過設置仿真平臺中放大器增益的值來改善最大功率值，以滿足UT的最大發射功率要求。

圖4 發射信號的頻譜Fig．4 Spectrum of transmitted signal

圖5 最大發射功率曲線Fig．5 Max output power

4．3 誤差矢量幅度

改變仿真平臺中上變頻器的射頻帶寬（RF＿BW）參數，分別設置為31．25kHz和15kHz，測量相應的EVM 值，結果如表4所示。可以看出，當射頻帶寬為31．25kHz時，EVM 值僅為6．926%，而ETSI關于衛星通信系統的標準中規定的EVM 值不超過9%，此時發射機滿足射頻一致性要求［6］；當射頻帶寬為15kHz時，EVM 值已增大到20．331%，遠遠超出了標準中的規定值，此時調制信號的質量很差，不能滿足系統要求。在設計終端發射機時，要求上變頻器的射頻帶寬達到31．25kHz，才能保證發射信號的質量。

表4 誤差矢量幅度仿真結果Table 4 Simulation results of EVM

4．4 占用帶寬

如表5所示，將放大器飽和功率設置為50dBm，此時放大器工作在線性區，移動圖4中m1的位置，使發射信道帶寬內的功率與總功率之比盡可能的接近0．99，這時得到占用帶寬值為26．45kHz。修改放大器飽和功率為25dBm，此時放大器工作在非線性區，用同樣的方法測得發射信號的占用帶寬為45．40kHz，已經超過了標準要求。由此可知，經過非線性器件之后，占用帶寬會顯著增大，不滿足標準要求，在設計終端發射機時，應該對放大器進行合理設計，使其能一直工作在線性區。

表5 占用帶寬仿真結果Table 5 Simulation results of OBW

4．5 鄰道干擾

設置放大器的飽和功率為不同值分別進行仿真，根據3．3 節所述計算方法，分別測量主信道和4個相鄰信道的功率，得到鄰道泄漏比，并與表4中的標準值進行比較。圖6和圖7分別為當放大器飽和功率設置為50dBm 和20dBm 時的鄰道泄漏比值。

圖6 放大器工作在線性區的鄰道泄漏比Fig．6 ACLR when amplifier in linear region

圖7 放大器工作在非線性區的鄰道泄漏比Fig．7 ACLR when amplifier in nonlinear region

圖6和圖7的橫坐標表示距離中心頻率的頻率偏差值，紅色表示鄰道泄漏比的測量值，藍色折線為ETSI關于衛星通信系統的標準中規定的鄰道泄漏比限值。通過比較圖6和圖7可知，放大器的非線性對鄰道泄漏比有很大影響，當終端工作在非線性區時，鄰道泄漏比已經超出了限值，將會對其他信道上的信號產生較大干擾，降低系統性能。

5 結束語

本文針對衛星通信系統的物理層進行了研究，分析了基帶信號處理過程和發射機的射頻指標，通過MATLAB和ADS仿真軟件，對發射機的誤差矢量幅度、占用帶寬和鄰道干擾進行了仿真分析。通過分析比較，當上變頻器的射頻帶寬為15kHz（約為載波間隔的一半）時，發射信號的EVM 值約增大了2倍，調制信號的質量惡化，不再滿足射頻一致性要求。當地面終端的發射功率為30dBm 時，如果放大器飽和功率為25dBm，發射信號的占用帶寬約增加72%，遠遠超過了射頻一致性要求；如果放大器飽和功率為20dBm，發射信號的鄰道功率顯著升高，將會對處于相鄰信道上的信號產生嚴重干擾，進而影響系統容量。總之，放大器工作在非線性區會對占用帶寬和鄰道干擾有較大影響，使發射機不滿足射頻一致性要求。上述結論對于研究和設計衛星通信地面終端具有較大的借鑒意義，未來可以繼續改進該發射機仿真平臺，對發射機的其他射頻指標如功率時間關系、雜散發射等進行仿真。同時，利用軟件無線電思想，基于虛擬儀器研究和開發衛星通信地面終端的射頻一致性測試平臺也具有很好的發展前景，是未來終端射頻一致性測試的工作方向。

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