基于TDC 芯片的GPS 馴服晶振的設計

崔保健，才瀅，周德海，趙海鷹

(中國人民解放軍92493 部隊89 分隊，遼寧 葫蘆島 125000)

0 引言

近年來，隨著GPS 的普及，利用GPS 接收機研制的頻率標準源方興未艾，使GPS 馴服VCO (Voltage Controlled Oscillator)技術得到了快速發展［1］。我國北斗衛星導航系統發展速度異軍突起，取得了迅猛進展，其接收機日益普及，成本逐步降低，為自主知識產權的應用推廣創造了條件。通常，GPS 馴服晶振是利用計數器測量GPS 接收機秒信號脈沖與晶振分頻后秒信號脈沖的時間間隔［2－3］，換算成壓控晶振和GPS 標準頻率的偏差［4］，這種方法對計數器的分辨率要求較高，且采用專業計數器完成，體積大、成本高。也有采用模擬鑒相器和濾波電路的設計方案，但電路設計復雜，馴服準確度不高，對晶振的短穩特性影響較大。集成電子技術的發展為高精度時間間隔測量提供了新的手段，本文基于TDC (Time to Digital Converter)轉換技術［5］，研究設計了GPS 馴服晶振頻率標準，具有簡單方便、易于小型化、適用于嵌入式應用的特點。

1 GPS 頻率標準總體結構設計

GPS 馴服VCO 頻率標準主要由微處理器單元C8051F120、高分辨率數模轉換單元、摩托羅拉M12T授時型多通道GPS 接收機、時間間隔測量單元、分頻單元和信號放大隔離濾波處理單元等組成。系統結構如圖1 所示。

系統工作原理:微處理器設定GPS 接收機的時標脈沖輸出方式為100PPS，即每秒輸出100 個脈沖，脈沖周期10ms;由TDC 測量GPS 接收機輸出信號(100PPS)與壓控恒溫晶振分頻信號(100PPS)的脈沖時間間隔，該時間間隔對時間導數即為兩個信號的頻率差。如果在同樣觀測時間內，TDC 測得的時間間隔是穩定的，則兩個信號的相位差是穩定的，即VCO 同步于GPS 原子鐘;如果相位差不恒定，根據TDC 測得的時間間隔變化，計算兩信號時間間隔的導數即為兩個信號的頻率差，得到晶振修正量;由計算機控制D/A 轉換器輸出，改變壓控晶振的振蕩頻率，構成了基于TDC 的數字鎖相環［6］，最終將晶振的輸出鎖定到GPS 衛星銫原子頻率標準上。

圖1 GPS 馴服晶振結構框圖

2 系統單元設計

2.1 硬件電路設計

系統采用授時型接收機M12T，M12T 具有顯著優點，標脈沖輸出可配置為1PPS 或100PPS 兩種模式，并且，100 PPS 信號的每個脈沖都具有和1 PPS 信號同樣的特性，其差別僅在于對于100 PPS 而言，秒時刻信號與其它99 個脈沖的寬度不同，100PPS 直接用于晶振馴服，秒時刻脈沖的恢復通過CPLD 電路實現。

本地壓控晶振輸出頻率為10 MHz 的正弦信號，輸出幅度5 伏VPP，通過整形電路，將正弦信號變換為方波信號，如果采用10 MHz 和GPS 秒脈沖直接進行時間間隔的測量，由于晶振初始頻率準確度不高，將直接導致TDC 測量結果頻繁跳相，使得數據處理變得相當繁瑣。因此，設計中將晶振輸出的10MHz 信號送入ALTERA 公司的EPM570 CPLD 電路，通過VHDL 語言編程實現分頻功能，進行10 000 000 或100 000 次分頻，使之變換成100 Hz 或者1 Hz 的信號，再送入到系統設計采用TDC-GP1 的高精度時間數字轉換芯片，以GPS 信號為START 脈沖信號，以晶振分頻信號為STOP脈沖信號。TDC-GP1 由微處理器設定為量程范圍內連續測量模式，可測量范圍200 ms，授時信號100 PPS 和晶振分頻輸出100 PPS 信號，其周期為10 ms，兩信號脈沖的最大時間間隔為10 ms 時跳相，測量范圍不會超過TDC 測量范圍，TDC 每次測量完成后向微處理器申請中斷，由微處理器讀取測量結果，并開始下一次測量。

在該設計方案中，為了實現對GPS 信號抖動進行濾波處理和數據傳輸與控制，要求微處理器有一定數量的數據存貯空間，有兩個通用串行接口，不過對處理速度要求并不太高。微處理器采用ST 公司的ARM架構的微處理器STM32F103VET6，該微處理器內部具有512kBytes 的數據存貯器，非常適合該設計應用，通用串行接口1 通過電平轉換實現和計算機通訊，將系統控制信息和馴服的過程信息和測量結果傳送給上位計算機分析、顯示。通用串行接口2 與GPS 接收機的串口信息直接相連，對GPS 接收機的狀態進行設置，同時對GPS 接收機的工作狀態進行監控。該設計中，為提高GPS 授時信號的穩定性，將GPS 接收機設置為位置保持模式，微處理器要實時讀取GPS 接收機接受衛星的狀態，確保GPS 至少穩定跟蹤一顆衛星，如果出現衛星失鎖，一顆衛星也接收不到的情況，系統將停止馴服控制輸出，使晶振工作在自保持狀態，防止GPS 接收機輸出的干擾影響晶振性能。

為了實現壓控晶振的精細調整與控制，需要精密數模轉換器，對該數模轉換器的穩定性和分辨率提出了較高要求。采用 BB 公司20 位 D/A 轉換器DAC1220E 作為壓控晶振的控制電壓轉換器件，頻率控制分辨力達5 ×10－6Hz。

GPS 馴服晶振各單元與微處理器接口電路如圖2所示。

圖2 GPS 馴服晶振電路原理圖

3 壓控晶振的控制算法設計

3.1 GPS 信號特點分析

無論北斗接收機還是GPS 接收機，都具有高精度的授時輸出信號，即1PPS，它是由衛星導航電文和衛星接收信號解算，通過本地振蕩器分頻、同步后輸出，該信號對應GPS 時間或UTC 時間，每秒輸出一個脈沖，脈沖上升沿代表了秒信號的時刻。由于受信號傳輸、電離層延遲、多路徑效應等因素影響，該脈沖信號與穩定的銫氣中輸出的秒信號相比，GPS 接收機實際輸出的1PPS 信號是一個波動信號，波動量為1σ30 ～50 ns。

如果將銫鐘的秒信號和GPS 接收機輸出的授時秒信號進行比相測量，測量結果可以表示為

式中:T 為兩信號脈沖相位時間間隔;T0為GPS 秒和本地銫鐘秒信號的固定時差;Td為GPS 星載鐘秒信號到接收機的延遲;Tn為GPS 授時信號受傳輸通路影響、GPS 接收機解調電路影響等引起的抖動量。

實驗表明:T0和Td基本可以認為是一個常量，而Tn是一個隨機量，該值的大小反映了接收機的授時性能，進行長時間多次平均處理后，Tn大致成正態分布，其平均值接近于0，表現出無偏特性。GPS 馴服晶振時利用兩次測量結果時間差增量來計算相對頻率偏差，即:

式中:ΔT 為兩次測量結果的差值;Δf 為兩信號相對頻率偏差;t 為兩次測量的間隔時間;T2n，T1n為兩次測量結果所包含的隨機量。

式中隨機量大小在100 ns 范圍內，若采樣周期為10 ms，直接采用兩次測量結果計算頻率偏差，隨機噪聲引起的計算誤差達100ns/0.01s =10－5，由噪聲引起的計算誤差遠遠大于實際頻率偏差，如果直接用兩次測量結果計算出的頻率偏差來調整控制壓控晶振，將使晶振的短穩特性變得很差。為克服噪聲影響，如果將采樣周期加長，在一定程度上可以抑制噪聲的影響，但是，壓控晶振本身的頻率漂移、環境溫度等影響較大，較長的調整控制周期也將導致晶振的頻率準確度降低。因此，必須進行濾波處理，降低噪聲影響，縮短采樣控制周期，同時設計有效的晶振控制方案，兼顧采樣周期和系統控制速率。

3.2 濾波處理方法與控制算法模型

對方波信號，通用鎖相環鑒相器的輸出，通常是與相位差對應的輸出脈沖占空比，經過有源或無源濾波電路轉換成壓控晶振的直流控制電壓，這種鎖相環通常工作于幾十kHz 頻率以上，在這一頻段，濾波效果較好，在低頻應用中，通常是在高頻段實現鎖相，然后再分頻輸出。在GPS 馴服晶振的設計中，鎖相信號的頻率為100Hz 或1Hz 低頻段，鑒相器和濾波器設計難度增大，特別是低頻濾波其的設計，直接影響晶振馴服輸出的輸出噪聲和鎖定速率。

本設計方案是采用精密時間間隔數字轉換技術結合軟件實現鑒相器的功能，濾波器的設計采用軟件濾波的方法，其濾波方法、濾波算法均可以方便實現，針對GPS 馴服晶振的率波方法有多種，文獻中有采用Vondark 和Kalman 濾波方法等［7］，但數據量大，處理繁瑣。因此，設計了基于滑動平均濾波和最小二乘法線性擬合的頻差計算方法。

因為M12T 接收機輸出的100 PPS 信號和1PPS 信號具有相同的準確度，將M12T 設定為100 PPS 狀態，正是為了在有限的測量時間內，獲得足夠多的數據，實現數據的平均濾波，降低和消除測量結果中隨機噪聲的影響。首先對采樣結果進行100 次平均，隨機噪聲的影響能夠降低到10 ns 以下，這樣每秒輸出一次測量數據。

微處理器將平均濾波輸出的數據a(i)，經過滑動平均濾波，存入到滑動平均序列A(i)，實現滑動平均值濾波。

基于滑動平均濾波的數據處理模型為

式中:N 為滑動平均濾波的窗口寬度;a(i)為最新采樣值;A(N)為滑動平均輸出序列。

方案設計沒有直接采用滑動平均序列首、尾兩點數據計算頻率偏差，而是由微處理器對窗口寬度為N的滑動平均序列進行最小二乘法一元線性回歸擬合，擬合直線的斜率就是兩個信號的頻率偏差，這種方法具有效率高、數據量小、計算方法簡單、擬合精度高的特點。

式中:k 為頻率偏差，最小二乘法擬合的斜率;N 為滑動平均窗口寬度;I 為滑動平均序列值。

3.3 控制算法模型

系統剛開機，晶振初始上電時，晶振的溫度尚未穩定，其頻率輸出準確度和頻率溫度偏移較大，如果此時即對晶振進行調控并無多大實用性。晶振上電20 min 以后，其恒溫控制達到正常狀態，晶振頻率輸出趨于穩定，同時，在這一時間內，接收機要對衛星進行跟蹤鎖定，衛星鎖定狀態通過串口輸出的導航電文由微處理器進行監控識別。

第一階段，DA 轉換器處于中間值，晶振的壓控電壓為2.5 V，晶振初始頻率準確度較低，小于10－6，而鎖定衛星后接收機的100 PPS 準確度為10－7左右(包括噪聲)，兩信號每秒的相位偏移在1 μs，連續測量50 次，相位偏移在50 μs，遠遠大于噪聲信號，完全可以用50 次測量的首、尾兩點測量結果的差值計算頻率偏差，依據壓控靈敏度，對晶振進行頻率偏差修正，經過這一環節的修正，晶振頻率準確度接近10－7。第二階段，在第一階段基礎上，連續測量500 次，用500次測量的首、尾兩點測量結果的差值計算頻率偏差，對晶振進行頻率偏差修正。兩階段修正完成后，其頻率準確度達到10－9，這兩個環節測量時間較短，大大加快了馴服速度。

第三階段，和第一、第二階段一樣，采樣平均次數為100，引入的平滑濾波窗口寬度為500，帶入式(4)計算頻率偏差，對晶振的頻率進行調整與控制。對于壓控晶振的控制為增量式比例積分控制:

式中:V 為壓控電壓;M 為積分系數;K 為晶振壓控靈敏度。

在實際馴服過程中，由于晶振壓控靈敏度并非是一個常量，在不同的頻率點，靈敏度并不相同，為防止調整量過大，導致系統超調，造成系統震蕩，在控制參量計算中，加入了較強的積分效果，每次加到壓控晶振的電壓變化量很小。這不能僅保證較好的控制穩定性，而且，有效降低了壓控電壓的變化對晶振短穩特性的影響。

4 實驗結果分析

GPS 馴服晶振采用卡式設計，電路板結構見圖3，板子尺寸19 cm ×11 cm ×5 cm，GPS 接收板位于電路板底面。

圖3 GPS 馴服晶振實物電路板

通過計算機上位機軟件，對脈沖間隔進行監測，TDC-GP1 測得的GPS 接收機輸出信號(100PPS)和VCO 分頻輸出信號(100PPS)相位變化情況如圖4 所示。開機初始狀態下，兩個信號的頻率相差較大，相位變化增加速度較快，隨著數字鎖相環的調控作用，在2000 s 之后，基本實現了VCO 信號鎖定于GPS 信號，兩信號的相位差間隔基本不變，其變化主要取決于GPS 接收機的信號的抖動。

圖4 相位時間間隔變化趨勢圖

5 結論

基于TDC 技術的時間間隔測量器件TDC －GP1 在超聲波流量儀、高能物理和核物理、高精度激光測距儀、激光雷達等領域應用廣泛。本文對它在時間間隔測量和相位分析領域應用進行了研究分析，研發設計了一種GPS 馴服晶振的方案，在結構設計、濾波方法、控制方法等方面進行了分析，與傳統方法相比具有設計簡潔、易于實現小型化的特點。這種馴服方法只要對相應參數進行簡單調整，還可以應用于馴服銣鐘。

［1］孟慶杰，徐建芬，姜雪松. GPS 基頻率標準的計量校準［J］. 宇航計測技術，2007，27 (1):22 －27.

［2］侯同強，劉峰，沈達正. 采用GPS 對銣原子頻標進行校頻［J］. 飛行器測控學報，2007，26 (4):85 －89.

［3］崔保健. 基于GPS 的原子頻標核查裝置設計［J］. 計量與測試技術，2010，37 (11):45 －47.

［4］于衛平，崔保健. TDC 在GPS 馴服銣頻標中的應用［J］.計量與測試技術，2011，38 (12):41 －43.

［5］張玘，劉波，劉國福. 基于TDC 芯片的窄脈寬測量系統設計［J］. 電子工程師，2005，31 (7):1 －3.

［6］侯興勃. 全數字低頻鎖相環的研究與應用［J］. 計算機測量與控制，2010，(9):2181 －2182.

［7］施展. 基于TDC － GP1 的馴服晶振系統的研究與設計［D］. 西安:西安科技大學，2011.