基于襯底偏置的超低耗電流復用混頻器

申 晶 張曉林

(北京航空航天大學 電子信息工程學院，北京100191)

目前，無線通信設備正朝著重量輕、體積小、功耗低、成本低的方向迅速發展，對于導航接收機等便攜式電子設備，也需要低電壓低功耗電路來延長電池的使用壽命，并減小系統散熱帶來的壓力，以保證系統長時間的穩定工作.隨著深亞微米集成電路的迅猛發展，CMOS晶體管特征尺寸和柵氧厚度不斷減小，過驅動電壓也不斷降低，使得低電壓低功耗的設計成為可能.

射頻前端將天線接收到的信號進行放大、混頻和模數轉換，完成射頻信號到基帶信號的轉換.混頻器是其中的重要組成部分，完成系統的頻率轉換功能，線性度、轉換增益、噪聲和功耗等是混頻器的關鍵性能參數，直接影響著整個接收機的性能.這些性能參數之間互相影響互相制約，實現低功耗通常要以影響其他性能為代價，如何尋求一個折衷方案成為近年來設計的難點.

本文設計了一種超低電壓超低功耗的混頻器，并改善了混頻器的轉換增益、線性度和噪聲性能，可用于衛星導航雙系統兼容接收機.

1 電路設計與分析

雙平衡Gilbert混頻器電路結構簡單，目前應用最為廣泛.傳統的Gilbert混頻器見圖1，由跨導級(M1，M2)、開關級(M3～M6)和負載電阻堆疊于電源(Vdd)和地(GND)之間.跨導級將射頻輸入電壓信號轉化成電流，開關級通過交替打開、關閉MOS管實現頻率轉換.

圖1 傳統的Gilbert混頻器

在傳統的Gilbert混頻器中，所有的直流電流都流過跨導級、開關級和負載級.跨導級和開關級的晶體管分別需要一定的開啟電壓，而負載電阻也將消耗一定的直流壓降，因而往往需要較高的電源電壓.如果采用低電源電壓，這種結構不能保證所有的管子都工作在飽和區［1］.

采用折疊結構可適當降低電源電壓［2］，然而MOS晶體管的閾值電壓并不會隨著電源電壓的降低而降低，仍然會限制低電壓的實現［3］.而且為了保證混頻器性能，通常需要從電源汲取較大的工作電流，從而不利于實現低功耗［4］.

圖2 基于襯底偏置的電流復用混頻器

此外，傳統Gilbert混頻器的轉換增益和線性度的改善通常通過增大輸入跨導級的電流來實現.但是如此，開關級電流增大，會增大開關級的噪聲貢獻;負載級的電流增大，會消耗電壓裕度，也會增加電阻的噪聲貢獻［5］.

可見，傳統的Gilbert混頻器在轉換增益、線性度、噪聲和電壓裕度的設計上存在著矛盾，且很難實現低電壓低功耗設計.

針對上述問題，提出一種基于襯底偏置的超低耗電流復用混頻器.通過電流復用技術，增大跨導級的電流，而不增加開關級和負載電阻的偏置電流，使得在提高轉換增益和線性度的同時不帶來噪聲性能的惡化和消耗更多的電壓裕度;采用折疊結構，減少電源和地之間堆疊的管子數目，同時對跨導級采用自偏置結構，可大大降低電源電壓;同時對電路中所有MOS管采用襯底偏置技術，減小了MOS管的閾值電壓，實現了超低電壓超低功耗的設計.

本文設計的混頻器電路結構如圖2所示，M1～M4為射頻跨導級，其中M3，M4構成自偏置結構，對跨導級注入電流，M5～M8為開關級，R7，R8構成負載級.

1.1 電流復用技術

電流復用混頻器和傳統的Gilbert混頻器相比，可降低轉換增益、線性度和噪聲性能之間折衷設計的難度.混頻器的轉換增益可表示為［6］

其中，Δ是本振信號經開關級打開和關閉的時間間隔;fLO是本振信號頻率;gm是混頻器的跨導級晶體管跨導;RL為負載電阻阻值.

可見，增加跨導級的電流偏置，可以提高gm，從而提高混頻器的轉換增益.此外，混頻器的線性度也可以通過增大跨導級電流來實現.

而混頻器輸出的閃爍噪聲為

其中，I為開關管的偏置電流;S，T和Vn分別是本振信號的斜率、周期和幅度.可見，混頻器的開關管偏置電流越小，其閃爍噪聲越小.

采用電流復用技術，如圖3a所示，可以通過PMOS管M2對M1進行電流注入，IRF=ILO+IP，其中，IRF為跨導級偏置電流;ILO為流經開關管的電流;IP為M2注入的電流.通過調整IP的大小，可以增加跨導級偏置電流，從而增加轉換增益和提高線性度;同時可以減少流經開關級的電流，減小混頻器的閃爍噪聲.

然而由于M2的晶體管阻抗接交流地，部分射頻信號會通過M2泄露到交流地，造成射頻信號的損失.因此可將PMOS晶體管進一步用于放大射頻信號［7］，和NMOS管接成互補跨導結構，如圖3b所示，這種結構下的總跨導為Gm=gmp+gmn，其中gmp和gmn分別為PMOS管和NMOS管的跨導，有利于進一步提高轉換增益.

圖3 應用電流復用技術的混頻器跨導級

1.2 自偏置的互補跨導結構

由圖2可見，本文中混頻器中的開關級、負載級和跨導級構成折疊結構，使得電源與地之間堆疊的晶體管數目降低，從而電源電壓只受到跨導級直流工作點的限制.

首先分析圖3b中的普通互補跨導結構，最小電源電壓為

其中，Vt為晶體管的閾值電壓;Vovn為NMOS管的過驅動電壓;Vovp為PMOS管的過驅動電壓.在0.18 μm工藝下，Vt的典型值為0.5 V左右.可見，這種結構最小電源電壓也要大于1 V.

本文中混頻器進一步采用自偏置的互補跨導結構［8］，見圖4，對 PMOS 管進行自偏置，使其柵漏極電壓一致，如此，NMOS管的過驅動電壓Vovn=Vrf-Vt，PMOS管的過驅動電壓Vovp=Vdd-VA-Vt，而VA＞Vrf-Vt，從而可分析出最小電源電壓為

對比式(3)和式(4)，可見自偏置的互補跨導結構可大大降低電源電壓.此外，這種結構引入了電阻反饋，且PMOS管總是工作在飽和區，其性能對工藝變化較為不敏感，可增加設計的穩定性.

圖4 自偏置的互補跨導結構

1.3 襯底偏置技術

為了進一步降低電源電壓，由式(4)可見，可以采用降低MOS管閾值電壓的方法.襯底偏置技術可實現這一功能［9-11］.其原理為:在MOS管的柵極和源級之間加上足夠大的固定電壓，以形成反型層.當襯底和源級之間的電壓發生變化時，襯底和溝道間的耗盡層厚度將發生改變，進而改變溝道反型層的厚度，從而影響溝道電流的大小.

在加入襯底偏置電壓之后，晶體管的閾值電壓變成:

其中，φF為襯底費米電勢;VT0為界面的電子濃度等于p型襯底的多子濃度時的柵壓;γ為體效應系數，典型值在0.31/2和0.41/2之間.可以看出，可通過VBS的調節，改變晶體管的閾值電壓.仿真驗證，當VBS為0.4 V時，晶體管的閾值電壓下降至0.4 V左右，從而便于低電壓電路的實現.

此外，襯底偏置的晶體管在飽和時的跨導為

相對于普通的柵極驅動晶體管，襯底偏置的晶體管跨導更大，更易于實現較高的轉換增益.

2 仿真結果

本文中混頻器的版圖如圖5所示，在所有的pad添加ESD(Electro-Static Discharge)保護，尺寸為460 μm ×400 μm.版圖設計中，將溝道較寬的MOS管拆分成小單元并聯，并采用交叉對稱結構以更好地匹配電路.此外，對整體版圖采用雙層電源環保護，減小信號串擾和襯底噪聲影響.

圖5 基于襯底偏置的電流復用混頻器版圖

文中采用SMIC 0.18 μm 1P6M CMOS工藝射頻庫模型，使用Cadence Spectre RF仿真器進行仿真.電源電壓僅為 0.6 V，射頻輸入頻率為1575 MHz，功率為 -80 dBm，本振輸入頻率為1400 MHz，功率為-7 dBm.表1為本文中混頻器與其他混頻器的主要性能參數對比，從中看出本文中的混頻器實現了超低電壓超低功耗的設計.

圖6為本文中混頻器的轉換增益仿真曲線，可以看出混頻器實現了6.1 dB的轉換增益，1 dB壓縮點為-16.67 dBm，說明該混頻器具有合適的轉換增益和良好的線性度.圖7為本文中混頻器的噪聲系數仿真曲線，可以看出其噪聲系數為14 dB，說明該混頻器具有良好的噪聲性能.

表1 本文中混頻器與參考文獻對比

圖6 本文中混頻器的轉換增益仿真曲線

圖7 本文中混頻器的噪聲系數仿真曲線

3 結束語

本文采用折疊結構和自偏置的跨導互補結構，利用電流復用技術和襯底偏置技術，設計出一種超低壓超低耗的混頻器.該混頻器具有良好的變頻增益、線性度和噪聲性能，并具有超低壓低功耗的特點，可廣泛應用于航空航天領域中的射頻接收機及相關電子系統.

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