基于H橋級聯拓撲結構的中壓電能質量擾動源研究

王碧芳，李 軍

（武漢職業技術學院，湖北武漢 430074）

1 引言

隨著電力電子技術的發展，在中高壓配電網中廣泛采用各種AC-AC、AC-DC-AC變頻裝置實現調速節能，此類裝置在變頻過程中可能給電網注入一些非整數次的間諧波電流。連接兩個不同頻率電網的換流裝置，以及功率具有波動性的電弧爐等用電設備所產生電流也可能給電網注入更廣泛的頻譜分量［1］。這使得電網中諧波分布的情況越來越復雜。

由于非整數次諧波的出現，會給按照基于完整工頻周期的各種功率定義、諧波計算及繼電保護算法等帶來較大的誤差，因為有限個工頻周期的采樣數據可能不包含完整的非整數次諧波信息。該現象的出現將導致電能計量誤差及電能質量分析結果偏差，同時也將影響各種基于傳統工頻理論的電力電子設備的功能效果和穩定性。這些影響已逐步引起研究人員的重視，并已開展了關于間諧波檢測、間諧波產生機理及間諧波負荷模型等研究［1，2］。由于其頻率的不確定性，給間諧波的研究帶來很大的難度。從供電部門角度講，通過構建能夠發出各種電能質量功率信號的擾動源對計量、監測、保護及各種電力電子設備進行定性和定量的分析更具有實際意義。

本文基于H橋級聯多電平電路，研究功能全面的電能質量擾動源拓撲結構及其控制策略。采用開關器件，使得擾動源具有功率密度高，自身損耗小，且易于實現大功率帶載輸出。

2 擾動源拓撲結構

基于全控型開關器件的變換電路，通常采用脈寬調制技術來實現任意波形的輸出。受開關器件工作頻率有限、死區時間及開關特性非線性等因素的影響，簡單的兩電平拓撲輸出波形中難免會帶有一些非特征分量，會給測試帶來不必要的干擾。

如圖1所示，采用H橋級聯拓撲結構，可以提高等效開關頻率和輸出波形質量，也可以降低器件耐壓水平，直接實現中高壓輸出，非常適合作為高壓擾動源的拓撲。圖1中每個功率單元為結構相同的H橋背靠背四象限變流器，可實現功率的雙向流動。整流側單元實現單位功率因數整流和直流電壓控制，獨立工作。逆變側單元根據擾動源輸出要求進行相應調制，并且與其余單元的逆變側級聯，通常級聯的單元采用移相PWM調制，H橋中兩個半橋的載波反相［3］。

擾動源按照輸出性質可以分為電壓型擾動源和電流型擾動源，電壓型擾動源模擬電網某一供電節點，按照設定模擬各種電壓波形輸出。電流型擾動源模擬各種典型負荷，輸出各種電流波形，注入給電網或用電設備。圖1所示電路按照接線及控制方式的不同，可以實現兩種模式。

圖1 H橋級聯單相拓撲結構

采取該拓撲結構有兩個難點：①輸出諧波次數較高時，逆變單元為保證調制效果，需要較高的開關頻率，會帶來損耗增加的問題；②輸出電流中含有非整數次諧波，尤其是頻率接近工頻的非整數次諧波時，直流電壓的波動頻率將不再是工頻的整數倍，給直流電壓控制帶來問題。

3 逆變側調制模式

單相H橋可以等效為兩個共調制波但載波與反相的半橋串聯，如圖2所示為其調制波形示意圖。為了達到較好的調制效果，調制波頻率與載波頻率必須滿足。因此，輸出波形的頻率越高，要求載波頻率即開關頻率越高，開關器件的功耗會大大增加，給單元結構設計帶來麻煩。

圖2 H橋PWM調制示意圖

H橋級聯電路通常采取載波移相的方法來倍增等效開關頻率，但仍然要求每個H橋的載波頻率必須滿足fc＞＞fr。因此，假定輸出50次諧波，按照fc＞2fr關系來設計，開關頻率至少要滿足5kHz以上，才能保證疊加后的波形效果。而疊加后等效開關頻率為2N×5kHz，其中N為每相串聯的單元數，這個頻率遠遠高于需輸出的諧波頻率。如果按照這種模式進行調制無法體現載波移相的優勢，也會增加開關損耗。

對于級聯電路，疊波調制也是一種方法。該方法在保證總體等效開關頻率基礎上，可以降低每個開關器件的開關次數。如圖3所示，每個H橋載波峰-峰值為載波移相方式下的1／N，相位相同，但是幅值依次疊加。其中 uci+，uci-，i＝1…N 分別為兩個半橋的載波。按照中模式調制，每個開關器件在一個調制波周期中只有的時間動作，其余時間保持固定開關狀態［4］。如圖4為采用疊波方法下，輸出工頻加上50次高頻諧波的波形及其頻譜。

圖3 疊波PWM調制示意圖

圖4 基波加50次諧波調制效果

圖5 電流擾動源模式系統等效示意圖

圖6 逆變側控制策略

圖7 整流側控制策略

4 輸出非整數次諧波時直壓控制策略

如圖5所示，電流擾動源模擬各種負載給電網注入任意電流，在擾動電流注入點進行測試。如圖6所示，逆變側采用電流控制策略確保注入電流逼進指令電流；如圖7所示，整流側采用直流電壓控制及單位功率因數控制確保直流電容電壓的平衡，同時實現單位功率因數。

如果電流擾動裝置輸出電流為某非整數次諧波如式（1），

其中：p為諧波次數，是非整數；f1為基波頻率。如圖 1（b）所示有：

假定整流側不工作，則：

如圖 6 所示，開關函數 S5／6與 S7／8為逆變器控制策略獲得的調制電壓與三角載波比較后獲得。在高壓系統中，調制電壓中主要分量為系統電壓us，則開關函數的頻譜主要是調制電壓中的基頻，開關頻率fc、以及2fc附近的一些頻率分量。由于開關頻率fc及2fc＞＞f1，對直流電壓波動影響不大。因此在分析直流電壓波動時可近似表示為：

帶入式（3）可得：

其中：M為調制比，經過變換后可得：

其中：Udc0為直流電壓波動的直流分量，后面兩項為直流電壓的波動分量。當輸出電流頻率與工頻接近，由于 p≈1，因此 1+p＞＞1-p，式中第二項波動幅度要小于第三項波動幅度。由此可知，直流電壓中含有低頻波動分量，波動頻率與工頻和非整數次諧波的頻率差有關，兩個頻率越接近，波動幅度越大。

如圖8所示，輸出45Hz電流時直流電壓波形及其頻譜的仿真結果。可以看出，直流電壓主要是一個5Hz的波動分量，由于波動頻率低，且不是工頻周波的整數倍，意味著逆變器與工頻電源的功率交換周期不是工頻的整數倍。而單位功率因數整流控制方法，是以每個工頻周期的直流電壓平均值為控制目標，通過控制電流為一有功電流來維持直流電壓平均值平衡，直流電壓瞬時值的波動靠電容來平衡。顯然在圖8所示的工況下，控制效果較差，如不采取其它控制策略只有依靠加大電容容量來限制直流電壓的波動。

圖8 輸出45Hz電流時直流電壓波形及頻譜

分析直流電壓變化時只考慮了逆變側電流，如圖5所示，實際上整流側電流隨著整流開關管的作用也會對直流電壓波動產生影響，分析方法類似。作為電源擾動發生裝置，在實現擾動電流輸出目標的前提下，應盡量減小對電網的影響，因此可以考慮在整流側也輸出一個相反的非整數次諧波電流，一方面可以減小注入電網中的諧波，另一方面可以平衡直流電壓的波動。此時整流側控制框圖如圖9所示，與原來相比加入了一個非整數次指令電流。如圖10所示為整流側加入相反指令電流后直流電壓波形及其頻譜的仿真波形，從圖9中可以看出，直流電壓波動基本平穩，消除了圖8中的5Hz分量。

圖9 改進后整流側控制策略

圖10 輸出45Hz電流時直流電壓波形及頻譜

5 結論

本文針對當前電網中出現的諧波頻率及含量日益復雜的情況，研究了一種電能直流擾動源的拓撲結構，并針對該結構的兩個關鍵問題提出了相應的控制策略：輸出高次諧波時采用疊波PWM調制，在保證調制效果的同時，可以有效降低各單元的平均開關頻率；逆變側輸出接近工頻頻率的非整數次諧波電流時，通過在整流側控制環中加入一個相反的指令電流，不僅可以維持直流電壓的平衡，還可以有效抑制對電網的擾動，給出的仿真結果驗證了控制策略的正確性和有效性。

［1］楊洪耕，惠 錦，侯 鵬.電力系統諧波和間諧波監測方法綜述［J］.電力系統及其自動化學報，2010，22（2）：65-69.

［2］李瓊林，劉會金，張振環，陳紅坤.基于互調原理的交直交變流系統中的間諧波分析［J］.中國電機工程學報，2007，27（34）：107-114.

［3］Tengfei Wang and Yongqiang Zhu.Analysis and Comparison of Multicarrier PWM Schemes Applied in H-bridge Cascaded Multi-level Inverters［J］.Industrial Electronics and Applications（ICIEA），2010 the 5th ieee conference on 2010 June 15-17：1379-1383.

［4］王碧芳，宮金武，胡 偉.級聯型多電平逆變器的改進PWM 控制方法［J］.電力系統自動化，2006，30（7）：73-75.

［5］姚文熙，呂征宇，胡海兵.三電平H橋級聯逆變器載波移相脈寬調制方式［J］.浙江大學學報（工學版），2008，42（8）：1330-1334.

［6］桂紅云，姚文熙，呂征宇.DSP空間矢量控制三電平逆變器的研究［J］.電力系統自動化，2004，28（11）：62-65.

［7］吳洪洋，何湘寧.多電平載波PWM法與SVPWM法之間的本質聯系及其應用［J］.中國電機工程學報，2002，22（5）：10-15.

［8］陳遠華，劉文華，宋 強.基于FPGA的級聯逆變器直接PWM 發生器［J］.電力系統自動化，2006，30（9）：61-63.