雙頻高效功率放大器設計

王衛衛，常樹茂

(西安郵電大學，陜西 西安710061)

0 引言

近年來，隨著無線通信和互聯網技術的迅速發展，無線通信設備的要求越來越高。為滿足不同的數據業務要求，無線通信產品需要在不同的通信模式下工作。多模通信系統必須適應不同的頻段，而采用多組單一頻率前端模塊的構建方案不僅在能耗、體積和效率上影響很大，而且增加了生產成本。功率放大器作為射頻前端的關鍵電路，它性能的好壞直接影響著整個通信系統的性能優劣［1］，因此，無線系統需要設計性能良好的功率放大器。

關于開關類功率放大器設計技術逐漸成熟，理論研究不斷深入，但有關雙頻高效功率放大器的設計卻很少有報道。自從2001年，D．R．Smith等人證明了左手材料的存在后，左手材料迅速成為研究的熱點［2］。但是純左手傳輸線在自然界是不存在的，現階段的左手傳輸線是由右手傳輸線通過一定的結構組成的，因此把左手傳輸線和右手傳輸線相結合就轉變為復合左右手傳輸線(CRLH－TL，Composite Right/Left Handed Transmission－Line)。復合左右手傳輸線在不同的頻段分別呈現異向介質或傳統介質特性，改變了常規雙頻功率放大器的設計方法，使任意兩個工作頻點實現在同一個功放管上工作［3］。這種方法廣泛用于各種無源器件(如雙頻耦合器、雙頻功分器和多頻天線等)的研制和應用。

射頻開關類功率放大器本身具有很高的工作效率。文中基于復合左右手傳輸線，構建可實現雙頻阻抗匹配的網絡拓撲結構，設計一個同時工作在兩個頻點的高效功率放大器。采用負載牽引和源牽引法確定放大器高效工作狀態的最佳負載，使功率放大器在兩個頻點可輸出39．9 dBm和37．2 dBm的功率，且工作效率達到50%以上。

1 功率放大器設計

開關類功率放大器通過避免漏極電壓和電流波形重疊，來提高工作效率。E類功率放大器能夠調整漏極電壓電流波形的重疊程度來降低本身消耗的功率，理論上可以達到100%的效率，E類功率放大器的電路拓撲結構如圖1所示。它有一個晶體管作為開關，并聯一個電容C，開關兩端的匹配網絡使用微帶線。

圖1 E類功率放大器電路拓撲結構Fig．1 Class－E power amplifier’s circuit topology

傳統的功率放大器主要依靠減小導通角和避免電壓電流波形重疊，來提高在某一頻點或頻段的工作效率［4］，隨著關于對左手材料的深入研究，復合左右手傳輸線的出現，理論上可以實現任意兩個頻率在同一個放大器上工作，從而提高放大器的工作效率。

復合左右手傳輸線，與一般的傳輸線不同，它包含左手傳輸線和右手傳輸線的特性，它的單元相位響應是非線性的。圖2所示的是一種復合左右手傳輸線集總參數結構，它由兩截右手傳輸線和一個左手傳輸單元構成。

復合左右手傳輸線的特性是輸入與輸出之間凈相移特性，在左手傳輸線頻段相位超前，在右手傳輸線頻段相位滯后，經過一段復合左右傳輸線后，總體相位偏移為零［5］。當復合左右手傳輸線的串聯諧振和并聯諧振相等時，這種狀態稱之為平衡狀態［6］，平衡結構的復合左右手傳輸線可分為左手等效電路和右手等效電路，右手等效電路可以直接用傳統傳輸線(如微帶線)代替，左手等效電路的參數可以通過公式計算得到。

圖2 復合左右手總參數模型Fig．2 Lumped elements model for CRLH－TL

在平衡狀態下，可以近似的把相位響應表示為:(N為復合左右手傳輸線單元的個數)

左手傳輸線和右手傳輸線的特性阻抗公式表達式為:

和理想情況不同的是，復合左右手傳輸線左手截止頻率和右手截止頻率為:

復合左右手傳輸線單元中各參數取值可由下式求得:

式中，N為復合左右手傳輸線單元的個數，Zt為與復合左右手傳輸線匹配的端口特征阻抗，ω1，ω2為選定的兩個頻點的角頻率(ω1＜ω2)，φ1為ω1時的相位，φ2為ω2時的相位。理論上任意兩個頻點相差nπ(n為正整數)的相位都可以實現雙頻傳輸，兩個頻點相位對的選擇主要受到帶寬和兩個截止頻率的位置、現有元件設計等條件的限制。

左手截止頻率fLH可以從式(5)計算得出，如果fLH＜f1，設計符合要求，否則，最小頻率小于截止頻率，無法通過，需要增大N，再次進行設計。圖3顯示的就是使用了復合左右手傳輸線代替圖1中普通微帶線構成的輸入輸出匹配網絡，設計的雙頻功率放大器。

圖3 E類雙頻功率放大器電路拓撲結構Fig．3 Dual－band class－E power amplifier’s circuit topology

2 仿真設計和結果分析

雙頻功率放大器用安捷倫公司的ADS軟件進行仿真，功放管模型選用的是飛思卡爾公司的MW6S010N，該晶體管在工作頻率0．45 ～1．5 GHz內非常穩定，這一點對于射頻功率放大器是非常重要的。首先確定兩個工作頻點:0．5 GHz和1．2 GHz，功放管選用柵極電壓為2．8 V，驅動功率為22 dBm，直流供電電壓為28 V，然后用負載牽引法和源牽引法分別獲得這兩個頻點的最佳輸入阻抗和最佳輸出阻抗，如表1所示。

表1 功放管的輸入輸出阻抗Table 1 Input and output impedance of power amplifier tube

針對不同的頻點，均使用L型阻抗變換網絡設計匹配電路，便于用復合左右手傳輸線代替普通的右手傳輸線實現雙頻匹配。單頻功率放大器設計仿真圖如圖4所示，由兩段微帶線分別組成輸入阻抗網絡和輸出阻抗網絡。

圖4 單頻E類功率放大器仿真Fig．4 Simulation diagram of single frequency class－ E power amplifier

雙頻功率放大器的設計需要用復合左右手傳輸線代替相應的微帶線組成匹配網絡，實現雙頻工作。具體方法如確定功放管在0．5 GHz時最佳負載阻抗，兩節右手傳輸線(特征阻抗為50 Ω)的電長度為37．48°和 66．31°，在1．2 GHz 時，最佳負載的兩節右手傳輸線的電長度為34．5°和 65．93°，分別實現50 Ω到最佳負阻抗的變換，由普通右手傳輸線轉換為復合左右手傳輸線結構，實現雙頻匹配，如圖5所示，具體參數可以通過公式計算得到，雙頻功率放大器的設計仿真圖如圖6所示。

圖5 復合左右手傳輸線構成負載匹配網絡的轉換過程Fig．5 Conversion process of CRLH－TL in constituting load matching network

圖6 雙頻E類功率放大器電路仿真Fig．6 Simulation diagram of dual－band class－E power amplifier

如圖7和圖8所示，單頻功率放大器工作頻率為0．5 GHz時，該功率放大器輸出功率為40．4 dBm，工作效率為62．2%。工作頻率為1．2 GHz時，該功率放大器輸出功率為37．5 dBm，工作效率為53．5%。

圖7 單頻E類功率放大器工作在0．5 GHz時的性能Fig．7 Performance of single－band class－E power amplifier working individually at 0．5 GHz

圖8 單頻E類功率放大器工作在1．2 GHz時的性能Fig．8 Performances of single－band class－E power amplifier working individually at 1．2 GHz

如圖9所示，雙頻功率放大器工作頻率為0．5 GHz時，該功率放大器輸出功率為39．9 dBm，工作效率為55．7%左右。工作頻率為1．2 GHz時，該功率放大器輸出功率為37．9 dBm，工作效率為51．3%左右。該功率放大器采用復合左右手傳輸線構建的匹配網絡實現了在兩個工作頻點的阻抗匹配，并在兩個相距較遠的工作頻點處均實現了高效的功率放大。由圖8可知，隨著輸入信號功率的增大，放大器在兩個工作頻點的增益出現壓縮現象［7］。當處于飽和狀態時，放大器可保持38 dBm左右的功率輸出，并且保持不低于50%工作效率。

圖9 雙頻E類功率放大器輸出效率Fig．9 Output efficiency diagram of dual－band class－E power amplifier

3 結語

利用負載牽引和源牽引相結合的方法求得最佳阻抗，采用復合左右手傳輸線的傳輸特性構建雙頻匹配電路，實現兩個特定頻點在同一功放管上工作的高效功率放大器。結合具體的雙頻功率放大器設計方法，給出了拓撲結構和設計實例，實現了放大器工 作 在0．5 GHz 和1．2 GHz 時 輸 出 功 率 達到38 dBm，工作效率達到了50%以上，證實了設計方法的可行性。為復合左右手傳輸線用于設計更高效的、三頻或多頻電路提供了一個設想。

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［2］ 崔萬照，馬偉，邱樂德，等．電磁超介質及其應用［M］．北京:國防工業出版社，2008:144－340．CUI Wan－chao，MA Wei，QIU Le－de，et al．Electromagnetic Metamaterials and Its Applications［M］．Beijing:National Defense Industry Press，2008:144－340．

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