原邊控制反激式LED驅動電源的研究

黃登科，劉拓夫，王正仕

(浙江大學電氣工程學院，浙江杭州310027)

0 引 言

LED以其環保、節能、長壽命等特點被人們譽為新一代的通用照明光源，正不斷取代傳統光源進入人們的生活。由于LED需要恒流源供電，市電需要經過一個驅動器將高壓交流電壓轉換成低壓恒流源供LED使用。但是受限于傳統開關電源體積大、成本高、反饋復雜且光耦特性受溫度影響嚴重等缺點，反激電路在小功率LED應用領域具有一定的局限性［1］。近年來，各大芯片廠商陸續推出用于LED驅動的反激拓撲的原邊控制(PSR)芯片，省去了變壓器副邊用于反饋的光耦和比較器模塊，體積縮小，成本降低，從而使得反激電路在LED驅動領域的應用范圍大大增加。與此同時，人們也在研究更簡潔、可靠性更高的原邊控制方案，目前已有學者提出比較可靠的輸出電流控制方案［2-4］和副邊二極管導通時間精確的測量方法［5］，新一代原邊控制芯片不僅輸出電流準確，而且集成了功率因數校正(PFC)功能，使小功率驅動電源的性能達到了新的高度。

本研究將從副邊反饋的反激電路工作原理入手，用類比和等效替代的方法探討原邊控制反激電路的PFC工作原理和恒流機制，并推導普遍適用的恒流公式;通過制作一臺樣機和副邊反饋電路進行比較，證明原邊電路的優越性;給出原邊反饋電路比較通用的關鍵參數設計步驟，為今后工程上應用原邊反饋芯片設計電路提供參考。

1 原理介紹與推導

PSR芯片主要采樣3個地方的波形:母線電壓Vin(t)整流之后經過分壓得到的電壓Vref(t)，MOS管采樣電阻Rcs上的電壓Vcs，以及輔助繞組的電壓分壓后的Vaux1。芯片主要功能框圖如圖1所示，虛線框內為芯片的功能框圖。

圖1 芯片主要功能框圖

1.1 原邊控制電路工作原理

1.1.1 原邊控制中PFC工作原理

PFC部分與L6562類芯片的PFC原理相同。電路工作波形如圖2所示，利用正弦半波的分壓作為參考電壓，將MOS管的電流采樣后與正弦電壓波形比較，通過電流峰值控制把原邊電流Ip(t)的包絡線控制成正弦波形狀，而開關頻率遠高于電網頻率，可以通過低通濾波器濾除，使得輸入電流Iin(t)的主要成分為正弦基波，形狀接近正弦波，它的相位追隨輸入電壓的正弦波形，從而實現高功率因數［6-9］。

1.1.2 恒流原理推導

副邊電流的信息主要由原邊MOS管的電流波形Ip(t)和輔助繞組電壓Vaux波形獲得。電路工作波形如圖2所示，在很小一段時間里，輸入電壓視為恒定，輸出電流為:

由:

從而可得:

式中:Np/Ns—變壓器原副邊匝比;Is_pk—副邊二極管電流峰值;Ton_s—副邊二極管導通時間;Ts—開關周期;Ip_pk—原邊電流的峰值，經采樣電阻Rcs采樣后對應電壓Vcs_pk。

芯片可以控制Vcs_pk和每個開關周期內Ton_s/Ts為一恒定值，由式(2)知:只要改變Np/Ns及采樣電阻Rcs，就能改變輸出電流。

圖2 電路工作波形

當芯片帶有PFC功能，在每個開關周期內，開通時間固定，電路工作在變頻模式。此時，有兩種基本的控制方式:一種是逐周期控制，即在每個開關周期內保證Ton_s/Ts為一恒值;另外一種是關斷時間積分控制，即在整流后的正弦半波的每個周期內，保證Ton_s/Ts的積分為一恒值。還有一種不常用的混合控制方式，即在某些時間段保持Ton_s/Ts在每個開關周期內為一個定值，在其他時間段則保持Ton_s/Ts的積分為同一定值，從而保證總的Ton_s/Ts在一個正弦半波周期內的積分為恒值。可推導出:

由式(3)可見，原邊控制恒流電路的輸出電流表達式可簡化為A(Np/(NsRcs))，A為一常數，幾乎所有芯片公司給出的恒流公式都為這一式子的變形。

幾種常用的此類芯片的輸出電流計算公式如表1所示。

表1 不同公司的輸出電流表達式

副邊二極管導通時間的測量精度將影響電路的恒流效果。在理想情況下，輔助繞組的正電壓脈寬時間就是副邊二極管導通時間。但由于MOS管DS兩端有寄生電容，當副邊二極管電流為零后，如果MOS管還未導通，該寄生電容會與變壓器勵磁電感發生振蕩，耦合到輔助繞組上，導致輔助繞組電壓有多個正脈沖。副邊二極管電流導通時間計算電路如圖3所示，為了防止誤判斷，Vaux信號采樣后經過一個比較器和一個觸發器，將比較器的輸出ZCD1作為觸發器的一個輸入，Vgs作為觸發器另一個輸入，觸發器的邏輯如圖3所示。ZCD的脈寬為副邊二極管的導通時間，即Ton_s。

圖3 副邊二極管電流導通時間計算電路及觸發器邏輯

1.2 原邊控制的電路保護措施

1.2.1 電路短路保護

當輸出過流或短路時，原邊MOS管電流增加，CS腳電壓將升高，觸發芯片內部過流保護的閾值Vcs_max，使芯片降低工作頻率甚至停止工作［10］。

1.2.2 電路過壓與開路保護

當過壓或者開路時，輸出電壓將升高，由于:

且:

可導出:

式中:Vaux1_max—芯片內部決定。

通過調節R1和R2以及Ns/Naux，就能確定輸出電壓的最大值。

2 調整到準諧振狀態

為了提高驅動器效率，有的控制芯片加入了準諧振控制方式，即當副邊電流下降到零，MOS管DS之間電壓振蕩時，在電壓振蕩到最低點時開通MOS管，從而將效率提高約一個百分點［11］。如果芯片自身不具備準諧振功能，可以通過調整原邊電感量Lm的值，進而改變Lm與MOS管的寄生電容Cds的振蕩周期，使芯片正好在振蕩的最低點導通［12］。DS波形如圖4所示。

圖4 電路主要工作波形

3 實驗

實驗樣機為一臺輸入85 V～265 V，輸出18 W、480 mA的LED日光燈驅動，該機采用BP3309芯片設計。

設輸入電壓有效值85 V時，最大占空比Dmax設為0.5，副邊二極管壓降Vd設為1 V。

則:

變比為:

效率設為0.9，初級電流峰值為:

初級電感量為:

磁芯選擇EDR2809，Ae=88 m2，原副邊匝數為:

這里取原邊38匝，副邊12匝，并調整變壓器原邊電感量為1 mH，使DS端正好處于準諧振狀態。電路主要工作波形如圖4所示，可以看到在副邊二極管關斷后MOS管DS兩端電壓開始振蕩，并在振蕩的最低點開通MOS管，說明電路工作在準諧振狀態。筆者同時制作了一臺18 W/480 mA的副邊反饋的恒流電路進行比較，主控芯片采用L6562，反饋部分由PC817光耦，LM358和TL431組成。這兩個電路的恒流效果、PF值、效率的對比曲線如圖5所示。

圖5 原邊反饋和副邊反饋性能比較

由圖5可以看出，原邊反饋電路的恒流效果比副邊反饋差，但是電壓調整率在3%以內，是可以接受的范圍。功率因數差不多，但原邊反饋電路效率更高。兩塊電路板的BOM資料對比如表2所示。由表2可見，原邊反饋電路元件數目顯著減少，體積減小，從而降低了成本。

表2 PSR電路和SSR電路的BOM對比

4 結束語

本研究詳細分析了帶PFC功能的原邊反饋恒流電路的工作原理，并研制了實驗樣機，和傳統的副邊反饋電路進行了比較實驗。實驗結果表明，所給出的設計方法具有通用性與可行性，采用原邊反饋結構以后，電路板面積明顯縮小，元器件總數減少1/3，整機效率提高2%，其他電氣性能相當，具有較高的實用價值。筆者給出了關鍵參數的設計步驟，在樣機上使用計算得出的參數，樣機工作正常，性能良好，證明了設計方法的可行性，可為原邊控制反激電路的工程應用提供參考。

［1］楊 恒.LED照明驅動器設計步驟詳解［M］.北京:中國電力出版社，2010.

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