基于DSP的三相逆變并網同步控制算法及實現

于 寧，何通能，王澤鍇

(浙江工業大學信息學院，浙江杭州310023)

0 引 言

能源是人類社會生存和進步的物質基礎，是一個國家的核心戰略資源。隨著人類對能源需求的日益增加，能源危機已經成為21世紀人類面臨的重大問題。太陽能是地球永恒的能源，取之不盡用之不竭［1］。人類所需要的能量都可以來自于直接或間接地利用太陽能，特別是以太陽能光伏發電為核心的新能源產業得到了快速發展。全球光伏發電裝機容量幾乎呈指數增加，其中大多數是光伏并網發電的形式，將光伏電池板的電能注入公共電網，以擴大整個電網的發電容量［2-4］。逆變器作為光伏并網發電技術的關鍵設備，近年來已經成為一個十分熱門的研究課題。

實現電網的跟蹤控制是整個并網逆變器的關鍵，它影響著輸出電網的電能質量和運行效率。本研究以TI公司的TMS-320F28335為控制芯片，以SVPWM為控制方法，整個逆變模塊外加少量的外圍電路可以實現功率為10 kW的光伏并網逆變器。電網同步控制采用過零檢測電路調整載波比的方法，與PLL鎖相環同樣可以起到相位調整的目的，而且控制簡單。

1 光伏并網逆變器的拓撲結構

目前，并網逆變器根據與電網的不同聯結方式可以分為串聯型、并聯型、串—并聯型和混合型。其中并聯型逆變器在技術上已經比較成熟，是一種應用廣泛的有源濾波器拓撲結構，為此本研究采用較為常用的電壓型三相并網逆變器［5］。

三相并網逆變器的拓撲結構如圖1所示。

圖1 光伏并網逆變拓撲結構

直流側由電容C儲存能量，經過三相可控逆變橋拓撲結構，輸出電流經過電感L濾波后，通過隔離變壓器與電網實現并網。隔離變壓器實現了系統和電網的電氣隔離，增強了系統的安全性和可靠性。逆變器正常工作時，要求單位功率因數，逆變器輸出電壓為與電網電壓同頻、同相的正弦波。

2 三相逆變器的控制

由圖1可知，逆變器交流側輸出電壓為交流量，直接對其進行PI控制會產生穩態誤差，無法做到無靜態跟蹤，難以控制。因此，本研究通過等量坐標變換，將三相對稱a、b、c靜止坐標轉換為動態旋轉的d、q坐標上。采用SVPWM技術控制逆變器輸出，這樣既提高了直流電壓利用率又提高了功率因數。

SVPWM的理論基礎是平均值等效原理。在某個時刻，電壓矢量旋轉到某個區域中，可由組成這個區域的兩個相鄰的非零矢量和零矢量在時間上的不同組合得到。兩個矢量的作用時間在一個采樣周期內分多次施加，從而控制各個電壓矢量的作用時間，使電壓空間矢量接近按圓軌跡旋轉，通過選擇逆變器的不同開關模式，使電動機的實際磁鏈盡可能逼近理想磁鏈圓，從而產生 SVPWM 波［6］。

為了研究各相上下橋臂不同開關組合時逆變器輸出的空間電壓矢量，特定義開關函數 Sx(x=a，b，c)為:

(Sa，Sb，Sc)的全部組合有 8 種，分別為:U0(000)、U1(001)、U2(010)、U3(011)、U4(100)、U5(101)、U6(110)、U7(111)?？梢宰C明有效矢量的幅值均為2Udc/3。SVPWM就是通過這8個空間矢量實時控制給定輸出向量Uout的大小和方向，使其在該坐標平面內以原點為圓心，按固定的角速度旋轉。開關量組合與對應的α-β平面向量如圖2所示。

圖2 開關量組合與對應的α-β平面向量

SVPWM是將電動機磁鏈的控制原理運用到三相電壓上，所以并不能對三相中的一相單獨進行控制。但是它可以通過坐標變換，將三相電壓的控制對象變為兩個直流量，減小了輸出的靜態控制誤差。此外，本研究采用TMS320F28335DSP，它的EPWM使用軟件生成SVPWM信號更為簡潔方便。通常選用CMPA設置觸發時刻和觸發信號占空比，TBPRD設置開關頻率，CMPCTL設置計數模式［7］。研究者通過采用連續增減計數模式，產生對稱的PWM波以減少諧波。DBFED和DBRED用以設置死區時間，避免上、下兩個開關管導通。這樣可以更方便地配置死區時間，更好地滿足功率器件對驅動信號的不同要求。

采用SVPWM同樣也提高了直流電壓的利用率。SVPMW情況下，逆變器輸出電壓在不失真情況下的最大電壓幅值為，若采用三相SPWM調制，逆變器輸出的不失真最大電壓幅值為Udc/2。顯然SVPWM調制模式比SPWM調制模式直流利用率更高，計算公式如下:即，電壓利用率提高了15.47%。

3 三相逆變并網同步控制算法

為了避免并網過程中出現大環流，并網之前先要進行同步控制。一般國內的標準市電是50 Hz，系統設計產生50 Hz的SVPWM波，實現同步控制需要捕獲市電的頻率和相位，然后調整相應的SVPWM的三角載波頻率，從而完成對市電的跟蹤。同步主要是通過對三相逆變電源相位的調整跟蹤電網的相位。

圖4 超前滯后電壓示意圖

相位差分為兩方面:一是相位超前;二是相位滯后。超前滯后電壓示意圖如圖4所示，采用CAP1作為上升沿捕獲。根據上述產生SVPWM的方法，設置開關頻率為3.6 kHz，即載波比N為120，則一個周期中載波和角度的關系如下:

式中:φ—轉過的角度，N—載波比。

假設N_k為轉過的三角載波數(0≤N_k≤120)。N_k每增加1，角度φ就增加3°。如果Δθ＞0，說明三相逆變電源相位超前電網，相反，則說明三相逆變電源相位滯后電網。相位超前時，可以將超前波形向電網輸出波形方向移動一個周期，即變為滯后調整，這樣相位超前和相位滯后都按照相位滯后來調整。則其需要調整角度計算方式如下式:

式中:n_k—需要調整的三角載波數目，Δθ—三相逆變電源與電網角度差。

實際SVPWM計算需要的三角載波數表示為:

這樣就可以達到三相逆變電源與電網相位同步的效果。如果360°≥Δθ＞180°，則變換 Δθ為180°≥Δθ ＞0°。相位差控制圖如圖7所示，使相位差始終控制在0°～180°，便于按照上述控制方法控制相位。實際系統中相位調整在－1°～1°時，確認為相位調整結束。如果在－1°～1°范圍內保持5 s以上，則說明相位可靠的調整結束。反之，則相位重新調整。實際應用中，電壓檢測部分、A/D采樣和濾波電路等都會使輸入電壓產生相位延遲，因此在做相位調整時進行相位補償，可以提高相位調整的精度。

圖7 相位差控制圖

4 過零檢測電路設計

在相位的同步調整中，需要由過零檢測電路檢測電網電壓的過零點。實際過零檢測電路如圖8所示。U8ATL072為電壓跟隨器，U8BTL072作為電壓比較器，當輸入大于0時，經過光耦PC817最終輸出為高電平，反之輸出為低電平。過零檢測電路輸出的是幅值為3 V的方波，這樣便于DSP捕獲。捕獲器的作用是捕獲輸入引腳上電平的變化并記錄器變化發生的時間。一個F28335芯片有4個32位時間標簽捕捉寄存器(CAP1～CAP4)［8］。本研究采用 CAP1捕獲寄存器，用于捕獲電網的上升沿，以此確定電網的頻率，方便以電網相位為基準調整逆變電源的相位，實現電網與逆變電源的同步控制。

圖8 過零檢測電路

5 實驗結果

系統控制采用TMS320F28335DSP，它是TI公司最新推出的32位浮點DSP控制器，使得用戶不僅可以使用高級語言實現系統軟件控制，而且可以用C/C++語言實現復雜的數學算法［9］，可顯著提高控制系統的控制精度和控制算法速度，是目前最先進的控制器之一。它具有150 MHz的高速處理能力，可以在非常小的延時下處理多個同步事件，同時它具有18路PWM輸出，16通道的12位A/D轉換器。與TMS320F2812相比，TMS320F28335增加了單精度浮點運算單元(FPU)，高精度PWM以及DMA功能，Flash增加了一倍，可將ADC轉換結果直接存入DSP任意寄存空間，增加了1個CAN通訊模塊、1個SCI接口和1個SPI接口［10］。系統直流輸入電壓為500 V，逆變器件采用西門康 IGBT，逆變后交流輸出為380 V，頻率為50 Hz，電網輸入幅值為380 V，頻率為50 Hz。根據上述算法得出的仿真結果如圖9、圖10所示。其中實線代表電網A相電壓，虛線代表逆變電源A相電壓。實際系統結果如圖11、圖12所示。其中實線代表電網，虛線代表逆變電源。根據圖形顯示，同步后相位差控制在287.5 m°。由圖分析可證明該方案切實可行。

圖9 仿真同步調整前相位狀態

圖10 仿真同步調整后相位狀態

圖11 系統相位調整之前

圖12 系統相位調整之后

6 結束語

本研究通過采用先進的控制器TMS320F28335實現系統的各項控制。在同步檢測和實現SVPWM方面較TMS320F2812控制器有很明顯的優勢。同時三相逆變電源采用的SVPWM實現三相電壓輸出，提高了直流電壓利用率，減少諧波。三相逆變電源并網同步控制和實現，通過仿真和實驗驗證本研究所采用的相位同步調控方法有效可行，可以很好滿足并網要求。

［1］田清華，陳建斌，張建平.太陽能熱水器自動控制系統的設計［J］.計算機測量與控制，2002，10(12):799-800.

［2］ARANEO R，LAMMENS S，GROSSI M，et al.EMC issues in high-power grid-connected photovoltaic plants［J］.IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility，2009，51(3):639-648.

［3］王斯成，余世杰，王德林，等.3 kW可調型并網逆變器的研制［J］.太陽能學報，2001，22(1):17-20.

［4］TSUMOTO S.Induction of Expert Decision Rules using Rough Sets and Set-induction，Fuzzy and Rough Set［M］.［S.l.］:Spring-Verlag，2000.

［5］彭海應，陳柏超，彭 滸.一種新型諧波抑制以及無功補償裝置［J］.電力電子技術，2004，38(6):34-36.

［6］蘇奎峰，呂 強，狄慶峰.TMS320F2812原理與開發［M］.北京:電子工業出版社，2005.

［7］劉陵順，高艷麗，張樹團，等.TMS320F28335DSP原理及開發編程［M］.北京:北京航空航天大學出版社，2011.

［8］蘇奎峰，呂 強，鄧志東，等.TMS320x28xxx原理與開發［M］.北京:電子工業出版社，2009.

［9］王忠勇，陳恩慶.TMS320F2812DSP原理與應用技術［M］.北京:電子工業出版社，2012.

［10］宋 瑩，高 強，徐殿國，等.新型浮點型 DSP芯片TMS320F283xx［J］.微處理機，2010，31(1):20-22.