MOSFET驅動電路分析與設計

包爾恒

（深圳麥格米特電氣股份有限公司，廣東 深圳518057）

功率場效應晶體管（簡稱Power Mosfet）是所有全控型電力電子器件中工作頻帶最寬的一種，因此在高頻化進程中得到廣泛應用。MOSFET使用中驅動電路的設計顯得尤為關鍵，它直接關系到MOSFET的性能發揮及整體電路的效率和可靠性。

1 MOSFET開關模型及驅動基本要求

1．1 MOSFET開關特性模型

MOSFET的開關特性模型可用圖1表示，開關特性取決于下述三個極間電容的電壓變化速度有多快 ：

CGD＝CRSSCRSS：反饋電容

CGS＝CISS－CRSSCISS：輸入電容

CDS＝COSS－CRSSCOSS：輸出電容

圖1 MOSFET的開關特性模型

快速開關需要柵極驅動電路的負載能力足夠大，以在要求時間內完成對等效柵極電容（CEI）的充電。這里需要注意幾個容易忽略的問題：（1）內部引線柵極輸入電阻RGI，降低了開關速度和dv／dt耐受能力；（2）柵極門檻電壓UTH具有負溫度系數特性，通常為–7 mV／℃，高溫時門檻電壓會降低，在邏輯電平設計應用中需要考慮，這一特性降低了高溫下UGS的抗干擾能力而易引起誤導通，同時也使得在更低的門極電壓下才能可靠關斷；（3）源極引線電感LS和漏極引線電感LD在開關過程中會引起應力問題，如UGS負壓等，設計中盡量從布局方面減小引線電感。

1．2 柵極驅動電流計算

計算柵極驅動電流時，要根據MOSFET生產商提供的柵極電荷QG數據計算，QG可表示為：

式中，QG：總的柵極電荷；QGS：柵極－源極電荷；QGD：柵極－漏極電荷（Miller）；QOD：Miller電容充滿后的過充電荷。

MOSFET門極電荷－柵源電壓特性曲線如圖2，驅動電流決定MOSFET導通和截止的速度快慢（柵極電壓的上升和下降時間），優化的上升／下降時間取決于諸多因素，如EMI、開關損耗及開關頻率等。MOSFET導通和截止的速度與柵極電容的充電和放電速度有關，驅動電流可由下式計算：

圖2 MOSFET門極電荷－柵源電壓特性曲線

式中，QG：總柵極電荷；CEI：等效柵極電容；UGS：柵－源極間電壓；IG：MOSFET在時間t內導通所需驅動電流。上述公式假設電流使用的是恒流源，若用驅動器的峰值驅動電流來計算，將會產生一些誤差。MOSFET驅動器驅動能力以輸出峰值電流能力來表示，通常，峰值電流也表示在器件最大偏置電壓下的電流，這意味著如果MOSFET驅動器工作在較低的偏置電壓，峰值電流驅動能力會相應降低。

例：QG＝20 nC ，UGS＝12 V ，

導通／截止時間：t＝40 ns，

IG＝ QG／t＝20 nC／40 ns＝0．5 A。

這個公式得出的峰值驅動電流為0．5 A。然而，設計參數中柵極驅動電壓為12 V，在選擇驅動器時，這個參數應在考慮之中，例如，如果選擇的驅動器在18 V 時標稱電流為0．5 A，則在12 V時，其峰值輸出電流將小于0．5 A。因此對于這個應用，應選擇峰值輸出電流為1．0A的驅動器。同時還需考慮在MOSFET驅動器和功率MOSFET柵極之間使用外部電阻，這會減小柵極電容的峰值充電電流。

1．3 驅動功耗

對MOSFET的柵極電容進行充電和放電需要同樣的能量，MOSFET柵極電容充電和放電產生的功耗：

PC＝CEIU2GS2f

式中，f為開關頻率，由于QG＝CEIUGS，得到：

PC＝QGUGSf

表1為某500 V／14 A的 MOSFET柵極電容在數據手冊中的典型示例，要注意表中給出的數值與測試條件有關：柵極電壓和漏極電壓，這些測試條件影響著柵極電荷的值。圖3為同一MOSFET在不同柵極和漏極電壓下柵極電荷的特性曲線，應確保用來計算功耗的柵極電荷值也要滿足應用條件。

從圖3的曲線中選取UGS＝10 V的典型值，得到總柵極電荷為98 nC（UDS＝400 V）。利用Q ＝CU關系式，得到柵極電容為9．8 nF，這大大高于表1中列出的2．6 nF的輸入電容。這表明當計算柵極電容值時，總柵極電容值應從總柵極電荷值推導而來。

表1 500V／14A的MOSFET柵極電容在數據手冊中的典型數據值

圖3 不同柵極和漏極電壓下柵極電荷的特性曲線

注意：對于一些MOSFET，柵極驅動電壓超過8 V至10 V并不會進一步減小MOSFET的通態電阻（RDS－ON），由于柵極驅動電壓和驅動損耗成比例關系，減小柵極驅動電壓可以減小驅動器的功耗。

2 MOSFET開通及關斷過程分析

以感性開關模型Boost電路（圖4）來分析 MOSFET的開通和關斷過程。電感用直流電流源表示，在較短的開關周期內電感電流可以認為保持恒定，二極管在MOS管關斷期間為電流提供通路并將MOS管的漏極電壓箝位到輸出電壓。

圖4 Boost電路模型

圖5所示，MOSFET開通過程分為4個階段：（1）柵極輸入電容的電壓從0充到UTH，絕大部分柵極電流用于給CGS充電，MOS管漏級電流和漏級電壓保持不變；（2）一旦門極電壓達到UTH，MOSFET開始承載電流，該階段UGS電壓從UTH上升到密勒平臺電壓UGS，Miller，MOSFET工作于線性區，漏極電流和門極電壓成比例上升，門極電流流過CGS和CGD，漏極電壓保持輸出電壓不變；（3）柵極電壓已經充到足夠高（UGS，Miller），使MOS管能夠承載全部負載電流而二極管電流下降到零，驅動電路提供的所有柵極電流用于給CGD放電使漏源電壓迅速下降而柵極電壓維持不變（密勒平臺）；（4）該階段UGS從UGS，Miller電壓上升到最終的驅動電壓，使MOS管進入深度飽和，UGS電壓的最終幅值決定了最終的通態電阻；柵極電流用于給CGS和CGD充電，漏極電流不變，隨著UGS電壓的上升，飽和深度增加而導通電阻減小，所以漏極電壓略有降低。

圖5 MOSFET開通過程

關斷過程也分為4個階段（見圖6），可參照開通過程進行分析，這里不再詳述。

3 MOSFET驅動電路

3．1 以地為參考電平的門極驅動電路

（1）PWM控制器直接驅動

用PWM控制芯片直接驅動MOS管，應注意：PWM控制器或許離MOS管比較遠，將在布局走線中引入電感，雜散電感減慢了開關速度，欠阻尼時會導致驅動波形出現振蕩。布局應盡量使PWM控制器靠近MOS管且加寬驅動電路的PCB走線；PWM控制器的峰值電流驅動能力有限，功耗問題需要關注，尤其在頻率較高的情況下；旁路電容需就近跨接在驅動器的電源引腳和地引腳之間，通常取值0．1－1μF；在NPN雙級性輸出級情況下，外并肖特基二極管為反向諧振電流（寄生電感和MOS管結電容的振蕩電流）提供通路以保護輸出級。

（2）雙極性圖騰柱驅動器

該驅動電路特點：增大了峰值電流驅動能力，解決了PWM控制器直接驅動時的功耗問題；緊靠MOS管放置，減小了驅動環路面積和雜散電感；分立的驅動電路需要獨立的旁路電容，為提高噪聲抑制能力，兩個旁路電容之間需串平波電阻R或者電感；兩個PN結互相保護可防止反向擊穿。

（3）加速（關斷）電路

通常驅動加速電路是指關斷加速，因為MOS管的開通過程通常伴隨續流二極管的關斷過程（如Boost電路），MOS管的開通速度受限于二極管的反向恢復特性，與驅動電路本身的驅動能力關系不大。

MOS管的關斷速度取決于柵極驅動電路，關斷時從MOS管柵極流出的電流越大，柵極輸入電容放電越快，開關時間越短，開關損耗越低；更大的放電電流可以通過減小放電回路的阻抗或者關斷時在柵極施加負壓得到。但同時應注意：越快的關斷速度伴隨MOS管呈現更高的di／dt和dv／dt，關斷加速電路有可能增加波形的振蕩，帶來電應力超標和EMI等問題，下面介紹兩種簡單常用的加速關斷電路。

（a）反并聯二極管關斷電路中，RGATE的大小調節開通速度，DOFF在關斷柵極放電電流較大（IG＞UD．FWD／RGATE）時起作用，減小了關斷時間，并改善了dv／dt抗擾性；柵極放電電流仍然必須流過驅動器的輸出阻抗。

（b）PNP三極管關斷電路，RGATE可以調節開通速度，DON為開通電流提供通路，同時箝位保護QOFF基射結在開通過程中反向擊穿；該電路最主要的優點是關斷三極管的導通把關斷電流限制在最小的環路內，從而旁路了柵極驅動環路雜散電感、可能的電流采樣電阻和驅動器的輸出阻抗，減小了驅動器的功耗；QOFF不會進入飽和狀態，能夠快速開關；門極電壓被箝在UDRV＋0．7 V和 GND－0．7 V，消除了過壓應力風險；由于QOFF的基射結壓降使得門極電壓不能達到0。

3．2 高壓側非隔離門級驅動

這種驅動方式目前常用自舉柵極驅動IC實現，通常用于驅動橋式電路橋臂上下管，常見的如IR21814等。應用中需要注意：由于雜散電感的影響，關斷過程中高壓側MOS管源極US（橋臂上下管的中點電位）對COM可能出現負壓，導致驅動IC進入鎖定狀態；起動和負載動態時，防止自舉電容電壓降低到觸發欠壓鎖定保護；注意控制地和功率地分離；布局中盡量減小柵極和自舉電路的高峰值電流環路。

3．3 容性耦合門極驅動電路

電容CC在關斷時為柵極提供負向驅動電壓－UCL，提高了關斷速度，改善了MOS管的dv／dt抗擾性，降低了高頻開關應用中受干擾誤開通的可能性；Cc電容的分壓導致正向驅動電壓降低為UDRV－UCL，開通速度降低，MOS管飽和深度減小，導致更高的RDS（on）；最大的負向電壓可通過齊納二極管箝位限制；UC＝UDRVD，在小占空比時會出現負壓過小，大占空比下電容電壓過高導致驅動電壓不足，設計中要折中考慮。

3．4 變壓器耦合驅動

在自舉驅動IC出現以前，常用驅動變壓器驅動橋式電路的上下管，變壓器驅動應用最多的場合在于原副邊隔離驅動，目前兩種方式都有使用，各有特點：IC驅動簡單，但存在開關延遲，不能單獨進行原副邊隔離驅動；驅動變壓器可以忽略開關延遲，但電路器件和設計略顯復雜，原副邊隔離驅動最常用。

（1）單端變壓器

該電路常用于單輸出PWM控制器驅動不共地的高端MOSFET，和原邊繞組串聯的耦合電容在MOS管關斷時為勵磁電感提供復位電壓；占空比的突變對勵磁電感LM和耦合電容CC組成的LC諧振槽是一個動態激勵，通常情況下，和電容串聯的小阻值電阻RC可以衰減這個振蕩（注意該電阻包括驅動器的輸出阻抗，是個等效電阻）；耦合電容電壓的臨界阻尼響應將需要一個不合理的高阻值電阻，從而影響開關速度，而欠阻尼響應會引起過高的柵源電壓應力；根據諧振電路特征阻抗可以得出電阻阻值，耦合電容電壓的動態時間常數及驅動器的輸出電流波形如下：

從圖7可以看出，輸出電流的陰影部分對應驅動器輸出為低電平，輸出電流應該為負，但由于勵磁電流分量變化較為緩慢，實際輸出電流為正，因此驅動IC的輸出需要處理雙向電流。如果驅動器為雙極性輸出級（電流只能單向流動），需要在驅動芯片輸出端加肖特基二極管進行保護；在占空比變化范圍較寬的應用中，大占空比下耦合電容電壓增加，則關斷時負向電壓增加但開通時正向驅動電壓降低，在副邊增加CC2和箝位二極管DC2可以在副邊恢復初始驅動電壓幅值。如果要得到較大的斷態負向電壓，則可在二極管上再串聯一齊納二極管。

圖7 驅動器輸出電流波形

變壓器的設計需要考慮：驅動變壓器雖屬于功率小（不需考慮熱問題），但流過驅動MOSFET是高峰值電流；考慮在所有運行條件下的伏秒積，避免飽和，通常取穩態運行情況下的最大峰值磁密為飽和磁密的1／3；磁芯常用高磁導率的鐵氧體材料以增大勵磁電感、減小勵磁電流；繞組繞制和排列盡可能減小漏感以減小開關時間延遲。

（2）雙端變壓器

大功率半橋或全橋電路拓撲中常用的雙端變壓器驅動電路。電路不需交流耦合電容，占空比及器件差異引起的不對稱可通過驅動器輸出阻抗（或者和驅動變壓器原邊繞組串聯的小阻值電阻）得到補償；在移相調制應用的動態過程中PWM輸出有可能無法產生50%占空比導致占空比出現不對稱，磁密設計需要預留一定的余量；驅動變壓器副邊通常需要加本地關斷電路，尤其在高頻應用中，由于驅動變壓器的漏感對快速變化的驅動信號呈現高阻抗，本地關斷電路可以提高關斷速度、減少關斷損耗和提高du／dt抗擾性。

4 結 論

本文介紹了門級驅動電路的特點及設計過程中需要考慮的影響因素，為可靠、高性能的MOSFET應用設計提供參考。當然，門極驅動電路不止上述類型，但文中的原理和方法同樣有助于其它方案的理解和分析。

［1］ Laszlo Balogh．Design and Application Guide for High Speed MOSFET Gate Drive Circuits［Z］．Texas Instruments，2002．

［2］ Jamie Dunn．MOSFET驅動器與 MOSFET的匹配設計［Z］．Microchip Technology Inc．2006．

［3］ 林渭勛．現代電力電子電路．杭州：浙江大學出版社．2002．

［4］ W．Andreycak．Practical Considerations in High Performance MOSFET，IGBT and MCT Gate Drive Circuits［Z］．Unitrode Corporation，Application Note U－137，2008．