電磁兼容條件下的高功率因數(shù)PFC電路設(shè)計(jì)

賴龍龍，林維明

（福州大學(xué)電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，福建 福州350002）

0 引 言

隨著電力電子設(shè)備的廣泛使用，大量無功功率以及諧波電流被注入電網(wǎng)，由此引發(fā)的電網(wǎng)功率因數(shù)下降，電子設(shè)備受電磁干擾（EMI）的問題愈加嚴(yán)重。為此，各國對(duì)電子設(shè)備的功率因數(shù)（PF）、諧波含量以及電磁兼容性（EMC）做出了嚴(yán)格的限制，例如我國包括GB／T17626在內(nèi)的電磁兼容相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)體系以及國際電工委員會(huì)（IEC）發(fā)布的IEC61000、CISPR22等標(biāo)準(zhǔn)。因此，功率因數(shù)校正（PFC）以及EMI濾波器設(shè)計(jì)成為電子工程師在設(shè)計(jì)中必須考慮的問題［1，2］。

本文詳細(xì)分析了EMI濾波器對(duì)PFC電路的影響，并在此基礎(chǔ)上提出了采用BOOST型PFC電路時(shí)如何對(duì)EMI濾波器影響進(jìn)行補(bǔ)償?shù)姆椒ā?/p>

1 功率因數(shù)校正

功率因數(shù)（Power Factor，PF）是指設(shè)備的輸入有功功率（P）與視在功率（S）之比，其值可由式（1）給出［3］。

式中，U1為基波電壓有效值；I1為基波電流有效值；φ為基波電流與基波電壓相位差；Irms為輸入電流有效值；γ＝I1／Irms為電流波形失真系數(shù)；cosφ為相移因子。

當(dāng)輸入電流波形失真而非正弦波時(shí)，定義輸入電流的總諧波失真（Total Harmonic Distortion，THD）如式（2）所示［3］。

式中，In為第n次諧波電流有效值。將式（2）代入式（1）可得：

由式（3）可以看出，提高電子設(shè)備PF的方向有兩個(gè)，即減小基波電流與基波電壓相位差以及減小輸入電流畸變。

接入電網(wǎng)的開關(guān)電源需要在前級(jí)對(duì)輸入交流電進(jìn)行整流，典型的橋式整流電路及其輸入電壓電流波形如圖1所示［3］。由于整流橋后儲(chǔ)能電容的存在，整流橋二極管僅在輸入電壓尖峰附近輸入電壓大于電容電壓時(shí)才導(dǎo)通。因此輸入電流形成如圖1所示的尖峰電流，電流嚴(yán)重畸變致使PF下降。

圖1 不控橋式整流及輸入電壓電流波形圖

有源功率因數(shù)校正技術(shù)（Active Power Factor C－orrect，APFC），通過使電路中有源開關(guān)器件以高頻通斷的形式工作，可以使輸入電流跟蹤輸入電壓，從而實(shí)現(xiàn)提高功率因數(shù)，降低THD的目的。以Boost型PFC電路為例，其拓?fù)浼捌涔ぷ饔贐CM模式時(shí)輸入電壓電流波形如圖2所示［4］。

圖2 臨界連續(xù)BOOST型PFC電路

2 EMI濾波器

電磁兼容（Electro Magnetic Compatibility，EMC）設(shè)計(jì)包括兩個(gè)方面的內(nèi)容，一是電子設(shè)備能夠在一定的電磁干擾（Electro Magnetic Interference，EMI）條件下正常工作，即對(duì)電磁干擾有一定抗擾度；二是電子設(shè)備所發(fā)出的電磁騷擾信號(hào)被控制在一定的范圍之內(nèi)。電磁干擾信號(hào)按頻率不同被分為傳導(dǎo)干擾和輻射干擾，150 kHz至30 MHz頻段為傳導(dǎo)干擾，30 MHz至300 MHz為輻射干擾。傳導(dǎo)干擾沿電源線傳播，分為差模干擾和共模干擾。共模干擾信號(hào)由L線、N線共同進(jìn)入，經(jīng)地線回到電源；差模干擾則在L線和N線之間流動(dòng)［5］。

開關(guān)電源中為了抑制傳導(dǎo)干擾，需要在電源輸入端加入共模和差模濾波器件。典型輸入濾波電路如圖3所示［5］，共模電感LY與共模電容 CY1、CY2構(gòu)成共模濾波器，Cx與整流橋后π型濾波器C1、L1、C2共同構(gòu)成差模濾波器。

3 差模濾波對(duì)APFC影響分析

圖3 輸入濾波電路

共模電感對(duì)于差模輸入信號(hào)近似為零阻抗，在分析中僅考慮整流橋前差模電容、共模電感的漏感以及橋后π型濾波器對(duì)于PFC電路的影響。此外，在有源功率因數(shù)校正中通過控制芯片能夠?qū)崿F(xiàn)PFC部分輸入電流完全跟蹤輸入電壓，因此在分析中可以將PFC部分等效成電阻進(jìn)行分析。

當(dāng)不考慮EMC時(shí)，BOOST型PFC電路如圖2所示。橋后的電容用于濾除由于開關(guān)造成的高頻紋波，使輸入電流平滑。電容的取值由式（4）給出［6］，此時(shí)電容僅用于濾除開關(guān)紋波，電容取值相對(duì)考慮EMC時(shí)要小的多，因此可以很容易的提高PF。此時(shí)輸入電壓和輸入電流波形與不控整流相同，但由于C0很小，導(dǎo)通角接近π／2，故而PF更高。

式中，Iin為對(duì)應(yīng)最小輸入電壓時(shí)的輸入電流；fmin為PFC最小工作頻率；r為C0電壓紋波系數(shù)；Uacmin為最小輸入電壓。

當(dāng)考慮EMC，在橋前加入差模電容，橋后加入π型濾波器時(shí)BOOST型PFC電路如圖4所示。對(duì)PFC級(jí)進(jìn)行等效，得到等效電路圖如圖5所示。圖5所示電路輸入電壓輸入電流波形如圖6所示。

圖4 加差模濾波BOOST型PFC電路

圖5 加差模濾波BOOST型PFC電路等效仿真圖

圖6 經(jīng)差模濾波及PFC電路校正輸入電壓電流波形

t0－t1：輸入電壓大于C1端電壓，二極管 D1、D4導(dǎo)通，D2、D3截止，輸入電流通過整流橋及π型濾波器流向負(fù)載。此時(shí)，輸入直接給 Llk、Cx、C1、L1、C2以及 R構(gòu)成的容性負(fù)載阻抗網(wǎng)絡(luò)供電，輸入電流超前輸入電壓，超前角為φ。

t1－t2：輸入電流反向變負(fù)，二極管 D1、D4導(dǎo)通，D2、D3截止。此時(shí)電容Cx放電，電流分兩路，一路流向輸入端使輸入電流反向，另一路通過D1、D4流向負(fù)載。

t2－t3：輸入電壓小于 C1端電壓，二極管 D1、D4、D2、D3均截止。輸入電流等于電容Cx放電電流。電容C1、C2放電，電流流向負(fù)載R，電容電壓下降。至t3時(shí)輸入電壓大于C1端電壓二極管D2、D3導(dǎo)通，D1、D4截止。t2至t3時(shí)刻整流橋截止，輸入電壓不向負(fù)載供電，輸入電流畸變，β角、θ角為畸變角。

后半周期與前半周期類似，輸入電流反向，本文不再展開討論。從圖6中可以看出，EMC濾波器的加入使輸入電流波形嚴(yán)重畸變，PF值下降。橋前X電容及橋后π型濾波器中的電容使得電路輸入阻抗呈容性，輸入電流超前輸入電壓。

4 高功率因數(shù)濾波電路設(shè)計(jì)

對(duì)于圖（6）中的超前相位角φ和畸變角β和θ，可以通過計(jì)算負(fù)載阻抗網(wǎng)絡(luò)的阻抗角得出。在計(jì)算中忽略2次及2次以上紋波。

超前相位角φ可由式（5）給出。φ角是Llk、Cx、C1、L1、C2以及R構(gòu)成的容性負(fù)載阻抗網(wǎng)絡(luò)的阻抗角。

式中，ω為輸入電壓角頻率，對(duì)于我國市電ω＝2πf＝2×3．14×50 rad／s＝314 rad／s。R 為負(fù)載等效電阻，其值可由 R＝Urms－in2／PPFC－in給出，Urms－in為輸入交流電壓有效值，PPFC－in為PFC級(jí)輸入功率。

由式（3）和式（5）不難推出，PF隨輸入電壓有效值和頻率的上升而下降，隨PFC輸入功率的上升而上升。

對(duì)于β角的計(jì)算，可由式（6）給出。β角即為橋后π型濾波器與負(fù)載R組成的阻抗網(wǎng)絡(luò)的阻抗角。

由圖6可知，t0時(shí)刻前整流橋截止，在輸入電壓大于C1端電壓后重新導(dǎo)通，這個(gè)過程相當(dāng)于一個(gè)整流橋后帶濾波電容的不控整流過程。此時(shí)θ角即為起始導(dǎo)電角，可由式（7）給出［3］。從式中可以看出，θ角隨Rω（C1＋C2）的增大而增大。

從上述分析可知，EMC濾波器的引入使輸入電流的相位角超前輸入電壓，輸入電流波形產(chǎn)生畸變。為了提高功率因數(shù)，降低THD，應(yīng)減小超前角φ，減小畸變角β和θ。據(jù)此，可以推出在綜合考慮EMC和PFC時(shí)差模電容的兩條設(shè)計(jì)原則：

原則一：在能滿足EMC的前提下可以考慮增大差模電感的使用，盡量減小Cx＋C1＋C2的大小；

原則二：β角、θ角均隨Rω（C1＋C2）的增大而增大，因此在保證Cx＋C1＋C2大小的前提下，Cx和C1＋C2的配合中，可以考慮增大Cx，減小C1＋C2，但C1＋C2的取值要大于式（4）中C0的值。

5 PFC補(bǔ)償電路設(shè)計(jì)

第4節(jié)分析了如何設(shè)計(jì)Cx、C1、C2以保證在滿足EMC的條件下盡可能的提高PF，減小THD。本節(jié)將分析在Cx、C1、C2已定的情況下，如何在PFC級(jí)中通過電路補(bǔ)償，以減小超前相位和增大導(dǎo)通角，提高PF減小THD。

由式（5）、式（6）和式（7）可知，在輸入電壓過零點(diǎn)附近出現(xiàn)的φ、β、θ三個(gè)角均隨負(fù)載R的增大而增大。在第3節(jié)的分析中均假設(shè)R值在整個(gè)周期中固定不變，但分析可知，如果使R在過零點(diǎn)處減小（即負(fù)載電流增大），在峰值處變大（即負(fù)載電流減?。?，整個(gè)周期內(nèi)電流的平均值不變，則有可能使PF和THD得到改善。而定性分析的結(jié)果也是一樣的，當(dāng)過零點(diǎn)處負(fù)載電流變大時(shí)，C1、C2上的最低電壓相應(yīng)減小，整流橋的導(dǎo)通時(shí)間變長，電流畸變減小，PF和THD得到改善。因此，本節(jié)將重點(diǎn)討論如何增大過零點(diǎn)負(fù)載電流，進(jìn)行過零點(diǎn)失真補(bǔ)償。

本文以臨界過渡模式PFC控制芯片L6563［7］為例介紹PFC的電路補(bǔ)償。如圖7所示，L6563的MULT腳和INV腳分別是乘法器的輸入端和誤差放大器的反向輸入端。MULT腳是L6563乘法器的輸入端，整流橋后的電壓波形經(jīng)分壓后被送入MULT腳，經(jīng)乘法器用于提供電流波形基準(zhǔn)。MULT腳的電平高則輸出的峰值電流大。INV腳是PFC輸出電壓環(huán)誤差放大器的反向輸入引腳。通過調(diào)節(jié)INV上的分壓電阻，可以調(diào)節(jié)PFC輸出電壓的大小。電壓環(huán)的誤差放大輸出被送到乘法器用于調(diào)節(jié)電流參考基準(zhǔn)。本文討論的幾種補(bǔ)償方案正是建立在這兩個(gè)引腳上的。

圖7 L6563應(yīng)用圖

方案1是通過MULT腳進(jìn)行補(bǔ)償。如圖8通過在MULT腳的分壓電阻處增加一個(gè)穩(wěn)壓管ZD1，可以有效的對(duì)PFC電路進(jìn)行過零補(bǔ)償［8］。當(dāng)整流線電壓在峰值附近時(shí)MULT腳的電平被穩(wěn)壓管箝位，輸入到乘法器的電平減小，而使得峰值附近電流減小，為維持輸出功率過零點(diǎn)附近的電流就相應(yīng)增大，從而達(dá)到增大過零點(diǎn)負(fù)載電流的目的，進(jìn)而使PF得到提高。

方案2如圖8所示，在MULT腳的下分壓電阻處并一電容，使MULT腳電平滯后于整流線電壓。當(dāng)輸入電壓過零時(shí)，MULT腳電平不在谷底，從而增大過零點(diǎn)電流。通過調(diào)節(jié)下分壓電阻和電容，可以有效地補(bǔ)償過零點(diǎn)失真，提高PF降低THD。

圖8 L6563補(bǔ)償方案

方案3是通過INV腳進(jìn)行補(bǔ)嘗。通過向INV腳注入與整流橋后電壓同相位的電壓，可以使誤差放大輸出在電壓尖峰附件減小，而在谷底附近加大。誤差放大信號(hào)注入乘法器后就可以使輸出電流在電壓尖峰附近減小，在谷底附近增大，因此可以提高PF降低THD。

6 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

根據(jù)上述分析，本文制作了一臺(tái)基于L6563控制的150 W實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。設(shè)計(jì)參數(shù)：輸入90～305 Vacrms，PFC級(jí)輸出功率155 W，輸出電壓450 V。設(shè)計(jì)PFC電感為380μH。

圖9為不同差模電感和差模電容組合下樣機(jī)在220 Vac－rms滿載時(shí)的傳導(dǎo)干擾曲線。從圖中可以看出，在3種組合下傳導(dǎo)干擾曲線無太大變化。而從表1可以看出組合2和組合3的PF和THD則明顯要優(yōu)于組合1。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了第4節(jié)中推出的兩條設(shè)計(jì)原則的正確性。

圖9 不同差模濾波組合的傳導(dǎo)干擾圖

表1 不同差模濾波組合的PF和THD對(duì)比

表2為采用3種不同補(bǔ)償方案時(shí)的PF和THD與未采用補(bǔ)償時(shí)的對(duì)比。從中可以看出第5節(jié)中所述的3種補(bǔ)償方案能夠有效的提高PF減小THD，證明了理論分析的正確性。

表2 不同補(bǔ)償方案的PF和THD對(duì)比

此外，圖10對(duì)未補(bǔ)償和采用補(bǔ)償方案2時(shí)的輸入電流、輸入電壓與C1端電壓的波形進(jìn)行了比較。從圖中可以看出，采用補(bǔ)償方案2時(shí)C1在輸入電壓過零點(diǎn)時(shí)，最小端電壓從64 V變?yōu)?8 V，而整流橋截止時(shí)間由1．6 ms變?yōu)?．4 ms，畸變角減小。這與理論分析是一致的。

圖10 補(bǔ)償前后輸入波形對(duì)比

7 結(jié) 論

本文詳細(xì)分析了差模濾波電路對(duì)輸入電流的影響，比較了不同輸入差模濾波電路下的PF和THD，并推導(dǎo)出了差模濾波設(shè)計(jì)中的兩條原則，同時(shí)介紹了PFC電路的補(bǔ)償原則與幾種常見的補(bǔ)償方案。最后，文中制作了一臺(tái)150 W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了理論分析的正確性。合理設(shè)計(jì)差模濾波器，采用適當(dāng)?shù)难a(bǔ)償電路能夠有效的改善PFC電路性能，提高PF降低THD。

［1］ MM Jovanovic，D E Crow．Merits and limitations of fullbridge rectifier with LC filter in meeting IEC 10002322 harmonic 2limit specifications［J］．IEEE Trans．on Industry Applications，1997，33（2）：5512557．

［2］ 林維明，宋輝淇，華曉輝，等．新電磁兼容標(biāo)準(zhǔn)條件下的功率因數(shù)校正電路的設(shè)計(jì)分析［J］．電工電能新技術(shù)，2006，25（2）：11－14．

［3］ 陳 堅(jiān)．電力電子學(xué)［M］．北京：高等教育出版社，2004．

［4］ 周志敏，周紀(jì)海．開關(guān)電源功率因數(shù)校正電路設(shè)計(jì)與應(yīng)用［M］．北京：人民郵電出版社，2004．

［5］ 錢照明，程肇基．電力電子系統(tǒng)電磁兼容設(shè)計(jì)基礎(chǔ)及干擾抑制技術(shù)［M］．杭州：浙江大學(xué)出版社，2000．

［6］ 張振銀．200 WLED驅(qū)動(dòng)電源研究［D］．杭州：杭州電子科技大學(xué)碩士學(xué)位論文，2008．

［7］ L6563，datasheet．http：／／www．st．com／internet／com／TECHNICAL＿RESOURCES／TECHNICAL＿LITERATURE／DATASHEET／CD00003316．pdf．

［8］ 皇家菲利浦電子有限公司．功率因數(shù)校正電路［P］．中國，00800769．12000，4．27．