車載雙管正激直流變換器的設計

姚偉　鄭步生　洪峰

摘要： 研究了一種適用于電動汽車的高效率雙管正激直流變換器，在提出一種設計方案的基礎上，重點對其控制電路，反饋回路、啟動電路和變壓器的關鍵參數等進行了詳細分析設計。其中控制電路使用SG3525芯片，采用二型補償對控制電路進行補償。實驗測試結果表明該變換器輸出穩定，有較高的轉換效率。

關鍵字：雙管正激； 直流變換器； 二型補償； 電動汽車

中圖分類號：TN964?34 文獻標識碼：A 文章編號：1004?373X（2013）02?0150?04

電動汽車作為一種新能源的交通工具，目前已經得到快速地發展。電動汽車的能量一般由6節蓄電池串聯組成的蓄電池組（電壓72 V）進行供應，但電動汽車中的一些輔助電子設備，如汽車大燈、剎車尾燈、喇叭和雨刮器等的工作電壓都是14 V，因此需要一只由72～14 V的直流變換器進行可靠的電壓變換。同時由于電動汽車內部的工作環境的限制，以及從節約能源角度考慮，該直流變換器必須有較高的轉換效率。根據一般電動汽車的實際工作需求，該設計的直流變換器采用了雙管正激的拓撲結構，輸出功率300 W，轉換效率大于85%。由于本設計中MOS管承受的電壓應力小，變壓器構造簡單，不需要磁復位繞組，不會出現橋臂直通的問題[1]，因此設計簡單、可靠性高。

1 系統結構組成

車載雙管正激直流變換器的結構圖如圖1所示。

系統由4個部分組成：功率電路，隔離反饋電路，PI補償電路與PWM生成電路和驅動電路組成。隔離反饋電路主要由光耦P521與精密穩壓管TL431組成，把輸出電壓隔離后反饋給控制芯片。PI補償電路與PWM生成電路由芯片SG3525來實現其功能。驅動電路用于把PWM信號分成兩路獨立的信號G1，G2，分別用于驅動MOS管VQ1，VQ2。這四個部分構成了一個閉環系統，根據輸出電壓調節占空比，最終使輸出電壓穩定。

雙管正激直流變換器工作在電流連續模式下的兩個工作狀態可用如下的簡化電路來表示[2]（為了便于分析，忽略MOS管的導通電壓、導通壓降以及寄生電容，把變換器簡化成兩個工作狀態：開關導通狀態與開關閉合狀態）：

雙管正激變換器工作過程為：MOS管導通時，初級側電流流經上管VQ1，變壓器初級，下管VQ2后返回電池組負極。在這個過程中勵磁電流逐漸增大。次級側整流二極管VD3導通，續流二極管VD4截止，電池組通過變壓器給負載提供能量，并且給輸出電容充電。MOS管截止時，初級側兩個MOS管截止，勵磁二極管VD1，VD2導通，勵磁電流逐漸下降為零，對變壓器進行磁復位[3]。次級側整流二極管VD3截止，續流二極管VD4導通，存儲在電感中的電能為負載提供電流。見圖2、圖3。

圖7 啟動電路

直流變換器剛上電時，在分壓電阻的作用下，二極管D2陽極電壓為12 V。電流經過二極管D2后給芯片供電引腳提供電流。芯片開始工作后，輸出最大占空比，驅動MOS管。供電電路開始工作，輸出16 V電壓，高于二極管陽極電壓，二極管斷開，啟動電路不再工作[7]。

3 變換器關鍵參數的設計以及器件的選擇

在該直流變換器中，變壓器以及輸出電感參數的計算直接決定雙管正激變換器的可靠性和效率，MOS管以及次級整流續流二極管的選擇對變換器轉換效率也有影響。

3.1 變壓器磁芯的選取

考慮到電感偏置后電感量會減小，輸出電流紋波增大，增加輸出電容的負擔，電感實際取值90 μH。

3.4 MOS管以及二極管的選取

變換器工作在滿載時，平均輸入電流為5 A，峰值電流為7.5 A。變換器工作在截止狀態時，MOS管承受的電壓應力為輸入電壓值72 V。考慮選用IR公司的型號IRFP250及IRFP260，兩者擊穿電壓均為200 V，能夠承受72 V的電壓應力。IRFP250的最大導通電流為30 A，導通電阻為0.075[Ω]，滿載時的導通損耗為4.22 W。IRFP的最大導通電流為50 A，導通電阻為0.04[Ω]，滿載時的導通損耗為2.25 W。從導通損耗以及MOS管溫升角度考慮，選用IRFP260。變換器工作在滿載時，輸出電流為22 A。次級整流與續流二極管選用肖特基二極管30CPQ100，其最大正向導通電流為30 A，導通壓降小，為0.67 V，適合用作次級整流及續流二極管。

4 電路調試與性能分析

按照以上的參數研制了雙管正激變換器樣機，在調試過程中，會遇到以下幾個問題：

（1）SG3525開始不工作。可通過減小啟動電路來增大SG3525的供電電流，改變這一參數后就能夠正常工作了。

（2）空載時輸出電壓不穩定?？梢栽谳敵霾⒙撘粋€電阻作為假負載，但這樣會有損耗；另外還可以改變PI補償電路中的電容，來改善系統的瞬態響應。

（3）負載增加時輸出電壓下降 原因是實際電路中最大占空比沒有達到設計的值，可以調節SG3525外圍的RD阻值，來調整最大占空比的大小，使輸出電壓值穩定在14 V。

實際電路經測試，滿載時最大占空比為37.77%，輸出電壓為13.64 V，輸出電流為21.8 A，轉換效率為85.71%，變換器滿載時的實測波形圖如圖8所示。

PWM信號上升沿的時間小于下降沿的時間，是因為MOS管源漏極之間存在一個很小的寄生電容，MOS管關斷時需要對寄生電容進行充電。上管在導通時出現毛刺，因為上管驅動在上升沿處出現了毛刺現象。

在不同負載情況下，變換器的輸出電壓與轉換效率分別如圖9和圖10所示，可以看出轉換效率隨輸出電壓值會產生一些變化：當負載增大時輸出電壓有所減小，而效率卻逐漸增加，但在最大負載時效率又有所下降。原因是控制電路的功耗是一定量，假設變壓器初級繞組以及MOS管導通電阻的阻抗之和為Rp，電感與變壓器次級繞組的阻抗之和為Rs，總損耗為：

5 結 語

本車載雙管正激直流變換器現已批量用于某電動汽車公司所生產的電動汽車上，經長時間運行，其工作穩定，輸出電壓精度高，輸出電流大，轉換效率高，取得了良好的經濟效益和社會效益。

參考文獻

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