基于ATF54143平衡式低噪聲放大器的設(shè)計(jì)

尹治強(qiáng)，謝擴(kuò)軍

（電子科技大學(xué) 物理電子學(xué)院，四川 成都 610054）

根據(jù)接收機(jī)噪聲理論，其第一模塊的噪聲性能將對(duì)整個(gè)接收機(jī)的噪聲指標(biāo)有著決定性的影響[1]。文中基于噪聲和性能的折中考慮，設(shè)計(jì)一款工作于890～960 MHz的平衡式LNA，其增益等于 18.5 dB，輸入/輸出 VSWR≤1.5，NF≤0.6。 ，該設(shè)計(jì)主要分為兩部分：1）3 dB 90°定向耦合器，2）2個(gè)并聯(lián)的高電子遷移率晶體管（E－HEMT）ATF54143[2]。 ATF54143 擁有優(yōu)異的低噪聲系數(shù)、放大倍數(shù)以及很少的外圍器件，可以工作于 450 MHz～6 GHz。作為平衡式結(jié)構(gòu)，3 dB 90°相移定向耦合器的性能是很重要，為盡量小的PCB面積，采用電容和電感制作分立定向耦合器。總之，平衡放大器有單個(gè)放大器相同的增益，但其有“故障軟化模式[3]”。在制作時(shí)一定要意2個(gè)有源電路的對(duì)稱性。

1 3 dB 90°相移定向耦合器

1.1 3 dB 90°相移定向耦合器原理及電路

3 dB 90°定向耦合器的作用是把一路信號(hào)分成兩路信號(hào)，且這兩路信號(hào)之間相位相差為90°。其S參數(shù)表示為：

從式（1）可以看出，所以端口都是匹配的，從端口1輸入的功率對(duì)等的分配給端口2和端口3，這兩個(gè)端口之間有90°的相移，且沒(méi)有功率耦合到端口4（隔離端）。電路如圖1所示，計(jì)算公式[4]如式（2）（3）（4），其中 R=50 Ω：

圖1 3dB90°相移定向耦合器Fig.1 3dB90°phase-shift directional coupler

1.2 ADS仿真結(jié)果

從圖3可以看出，S21、S31在整個(gè)所需頻帶內(nèi)幾乎相等，達(dá)到了把信號(hào)一分為二的目的。由圖2可以看出S21、S31的相位差為90°。以上2個(gè)指標(biāo)很好地滿足設(shè)計(jì)要求。

圖 2 S21、S31相位仿真圖Fig.2 S21、S31 phase simulation diagram

圖 3 S21、S31幅值仿真圖Fig.3 S21、S31 phase simulation diagram

2 低噪聲放大器電路設(shè)計(jì)

2.1 低噪聲放大器的功率增益

放大器的轉(zhuǎn)換功率增益GT定義為負(fù)載吸收的功率與信號(hào)源的資用功率之比：

對(duì)于低噪聲放大器，首先考慮的是最小噪聲系數(shù)，故在匹配時(shí)必須滿足輸出端負(fù)載共軛匹配，輸入端滿足最佳源阻抗匹配[5]，以達(dá)到最小噪聲的目的。 即 ΓL=，Γs=得出：

2.2 穩(wěn)定性分析

放大器電路工作的首要條件是在其工作頻段內(nèi)保持絕對(duì)穩(wěn)定，否則將導(dǎo)致電路的震蕩，必須滿足：

其中Δ=S11S22－S12S21，最后得出絕對(duì)穩(wěn)定的條件為

2.3 噪聲分析

噪聲系數(shù)（F）定義為輸入端口的信號(hào)與噪聲比與輸出端口信號(hào)與噪聲比之比。如果把放大器電路看做一個(gè)二端口網(wǎng)絡(luò)，則噪聲系數(shù)寫(xiě)作如下的表達(dá)形式：

Vn為二端口網(wǎng)絡(luò)的噪聲電壓源，In為噪聲電流源，Rin為二端口網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗。k為玻爾茲曼常數(shù)，T為絕對(duì)溫度，B為測(cè)量系統(tǒng)的噪聲帶寬。為了計(jì)算最佳源阻抗Zopt，通過(guò)一系列變換我們的得到表達(dá)式[6]：

rn=為歸一化噪聲電阻，其值的大小代表噪聲變化的靈敏度[6]。 從（13）可以看出當(dāng) ys=ySopt時(shí)，F(xiàn)=Fmin。

2.4 偏置電路設(shè)計(jì)

射頻放大電路不可或缺的電路單元是有源或無(wú)源偏置網(wǎng)絡(luò)，偏置網(wǎng)絡(luò)的作用是在特定的工作條件下位有緣器件提供合適的靜態(tài)工作點(diǎn)，并抑制晶體管參數(shù)的離散型以及溫度變化的影響從而保持恒定的工作特性。參考ATF54143 datesheet，偏置電路設(shè)計(jì)為 Vdd=5 V，Vds=3 V，Ids=40 mA，Vgs=0.60 V。偏置網(wǎng)絡(luò)采用分壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，計(jì)算公式如下：

其中IR1R2是流過(guò)R1和R2的電流，Ids為晶體管的靜態(tài)偏置電流，Vdd為電源電壓，Vds為晶體管的漏源電壓，

2.5 電路設(shè)計(jì)

為了獲得偏置電路所規(guī)定的靜態(tài)工作點(diǎn)，假定IR1R2=1 mA，根據(jù)式（14），（15），（16），計(jì)算出 R1=500 Ω，R2=2 500 Ω，R3=48Ω。其偏置電路如圖4所示，在ATF54143的源極串接一個(gè)小電感，可以使ATF54143在工作頻帶內(nèi)達(dá)到穩(wěn)定，以及使最佳源阻抗與輸入阻抗盡量接近，但此電感會(huì)惡化放大器的噪聲系數(shù)和增益，所以就必須在噪聲系數(shù)，穩(wěn)定性和增益之間折中。由于是LNA設(shè)計(jì)，首先滿足低噪聲系數(shù)，根據(jù)式（5），（13）可知，在匹配時(shí)需遵守輸入端最佳源阻抗匹配和輸出端負(fù)載共軛匹配。其最終電路和仿真結(jié)果如圖4～8所示。

從圖6～8可知此設(shè)計(jì)滿足以下指標(biāo)：在頻率為890～960 MHz，偏置在 Vdd=3 V，Vgs=3 V，Ids=40 mA 時(shí)。 增益 Ga=18.5±0.5 dB，輸入 輸出 VSWR≤1.5，NF≤0.6 dB。 |S12|≤25 dB。

3 結(jié)束語(yǔ)

文中針對(duì)低噪聲放大器的電氣指標(biāo)，對(duì)LNA的增益，噪聲系數(shù)，駐波比穩(wěn)定性及偏置點(diǎn)進(jìn)行了設(shè)計(jì)并用ADS進(jìn)行仿真。采平衡式結(jié)構(gòu)使指標(biāo)達(dá)到要求，為后面的制板和調(diào)試提供了理論支持。

圖4 平衡式LNA電路圖Fig.4 Balanced LNA circuit diagram

圖5 增益和穩(wěn)定系數(shù)仿真結(jié)果Fig.5 Gain and stability figure simulation

圖6 輸入/輸出駐波比Fig.6 Input/output VSWRdiagram

圖7 噪聲系數(shù)仿真結(jié)果Fig.7 Noise figure simulation diagram

圖8 S參數(shù)Fig.8 S Parameter

[1]Gilmore R，Bessor L.Practical RF circuit design for modern wireless systems volumeⅡ:Active Circuits and Systems[M].Beijing:Publishing House of Electronics Industry，2006.

[2]Agilent.ATF-54143 low noise enhancement mode pseudomorphic HEMTin a surface[M].Mount Plastic Package Date Sheet，2005.

[3]李緝熙，著.射頻電路工程設(shè)計(jì)[M].鮑景富，唐宗熙，張彪，譯.北京:電子工業(yè)出版社，2011.

[4]Sayre CW無(wú)線通信電路設(shè)計(jì)分析與仿真 [M].李正權(quán)，燕峰，譯.北京：電子工業(yè)出版社，2010.

[5]Ludwig R，Bretchko P.射頻電路設(shè)計(jì)-理論與應(yīng)用[M].張肇儀，徐承和，譯.北京：電子工業(yè)出版社，2002.

[6]Pozar D M.微波工程[M].周樂(lè)柱，吳德明，譯.北京:電子工業(yè)出版社，2006.