微功耗直流逆變器

郁百超

(湖北省電力信息通信公司，湖北 武漢430077)

1 傳統直流逆變器

傳統直流逆變器采用PWM脈寬調制的方法，電路拓樸有橋式、半橋式、推挽式、正激式、反激式等等，其工作方法是，首先不問青紅皂白，把輸入的一種直流電壓全部變成高頻率方波再說，然后用電感、電容濾波，變成交流電壓，這種方法有以下毛?。?/p>

（1）采用脈寬調制的方法，高頻率、大功率方波的產生過程，也就是強烈EMI干擾產生的過程，大功率直流逆變器相當于一個高頻功率發射臺，可以想像，所產生的干擾何其嚴重。

（2）功率變換過程中，輸入功率的全部必須進行實際的功率變換，所有變換的功率必須通過磁芯變壓器或電感傳遞才能到達輸出端，損耗大，效率低。

2 微功耗直流逆變器原理

圖1 是微功耗直流逆變器工作原理示意圖，工作過程如下：

（1）正弦波前10 ms面積沿Y軸N等分，此處以4等分為例；

（2）每等分以下底為一邊作4個長方形，堆累成塔形如圖示；

（3）利用電容網絡由輸入直流電壓產生塔形波，這是實施直流逆變的第一步；

（4）用正弦波從內部切割此塔形，正弦波的幅值選擇原則是，使得正弦波在內部剛好和塔形波的直角邊相切；

（5）塔形波被切去多余部份后的實體，剛剛正好是輸出的正弦波電壓Va；

（6）塔形波切下來的多余部份打散、揉合，變換成正弦波電壓Vb，與前述Va同時輸出，產生輸出電壓Vo的前10 ms波形；

（7）正弦波后10 ms處理方法同上，產生輸出電壓Vo的后10 ms波形。

3 四階塔形波產生電路

塔形波產生電路，實際上是一個電容升壓網絡，圖2是4階塔形波產生電路，這里簡化說明，以電源 V3，V5，V7，V9，V11，V13，V15，V17代表網絡電容上的電壓，圖 2 中，MOS 管 Q4，Q6，Q8，Q10等組成 4 階電容網絡的正臂，MOS 管 Q2，Q5，Q7，Q9等組成 4 階電容網絡的負臂， 其中 Q6，Q5，V7，V9，D3，D4組成了電容網絡的一階，從下到上階數遞增。有關電容升壓網絡，請參考文獻[4]、[5]。

前10 ms，電容網絡的正臂啟動，各階MOS管柵極驅動信號導通時間隨階數增加按每次2 ms遞減，各階MOS管柵極驅動信號延時時間按每次1 ms遞增，第一階MOS管Q10的驅動信號V16的導通時間為 10 ms，延時時間為 0 ms，依此類推。 Q1，Q3柵極所加驅動信號是周期20 ms的等幅方波電壓，前10 ms期間，Q1飽和導通。在V16高電平期間（脈寬 10 ms，延時 0 ms）,Q10飽和導通，V15上的電壓通過Q10的漏源極、D2、Q1的漏源極，在負載電阻R1上產生持續時間10 ms、幅值為V15的方形電壓S1；在V12高電平期間 （脈寬8 ms， 延時1 ms）,Q8飽和導通，V11上的電壓通過Q8的漏源極、D6、Q1的漏源極，在負載電阻R1上產生持續時間8 ms、幅值為V11的方形電壓S2，S2左右地稱地堆在S1之上；在V8高電平期間（脈寬 6 ms，延時 2 ms）,Q6飽和導通，V7上的電壓通過Q6的漏源極、D3、Q1的漏源極，在負載電阻R1上產生持續時間6 ms、幅值為V7的方形電壓S3，S3左右對稱地堆在S2之上；在V4高電平期間（脈寬 4 ms， 延時 3 ms）,Q4飽和導通，V3上的電壓通過Q4的漏源極、D1、Q1的漏源極，在負載電阻R1上產生持續時間4 ms、幅值為V3的方形電壓S4，S左右對稱地堆在S3之上；在前10 ms到來的最后時刻，在負載電阻R1上形成S1在下、S4在上、持續時間遞減的寶塔波電壓。

后10 ms期間，電容網絡的負臂啟動，同樣道理，在負載電阻R1上形成S1在上、S4在下、持續時間遞減的負方向寶塔波電壓。20 ms到來的最后時刻，在電阻R1上形成了一個完整的寶塔波電壓，圖2右邊是所產生的寶塔波電壓的仿真波形。

4 電壓切割電路

圖3 是正弦波切割寶塔波的實際電路，MOS管Q5、Q6、TX1等組成了電壓切割電路，加在變壓器TX1原邊和地之間的是寶塔波電壓V1，Q5、Q6柵極加包絡為饅頭波的方波驅動信號V4、V5，V5滯后V4半個周期。V4、V5幅值的選擇原則是：使得正弦波V4、V5剛好和塔形波V1的內部直角邊相切，前10 ms，漏極所加正寶塔波電壓V1通過二極管D1、Q5漏源極，加在負載電阻R3上，由于源極電壓跟蹤柵極電位，于是在電阻R3上形成與柵極波形的包絡相同的正饅頭波電壓，相當于柵極電壓在漏極寶塔波電壓上切下來一個與柵極電壓包絡形狀相同的正饅波電壓；同樣道理，后10 ms，柵極電壓在漏極寶塔波電壓上切下來一個與柵極電壓包絡形狀相同的負饅波電壓，一個周期過后，在電阻R3上形成了一個完整的正弦波電壓Voa。圖2中間是柵極信號電壓切割漏極寶塔波電壓實際過程的仿真波形，右邊是在負載電阻R3上獲得的、切去了寶塔波多余部份后的正弦波電壓Voa。

寶塔波電壓V1切下正弦波后剩余部份，其波形是8個小直角三角形（請參考圖1），這些直角三角形的斜邊都與時間軸重合，三角形的高度就是直角三角形斜邊上的高。這些三角形電壓通過TX1進行功率變換，選擇適當變比，TX1付邊所產生的雙邊帶方波電壓通過動態整電壓，變成正負對稱電壓Vob，與寶塔波產生電路中的輸入直流電壓并聯，進行電能回饋。

5 電壓補償電路

圖3 的切割電路產生的正弦波電壓，因各種原因，其幅值達不到額定要求時，要采用電壓補償電路，對此電壓進行補償，補償電路的原理如下。

圖4 是電壓補償電路，功率MOS管Q5，Q6和磁芯變壓器TX1組成了主電路，UC1825控制芯片輸出的調制信號OUT_A、OUT_B通過變壓器TX2加到 Q5，Q6的柵極，V2是輸入正弦波電壓 Vi，Q6的源極接地。

在調制信號OUT_A、OUT_B的控制下，TX1原邊和付邊都產生包絡為正弦波的雙邊帶方波電壓，適當選擇TX1的變比，可使得付邊方波幅值是需要的補償電壓。Q1-Q4接成動態整流電路，變壓器付包絡為正弦波的雙邊帶方波電壓加在Q1的漏極和負載電阻R9，R10的共同點之間，動態整流的輸出電壓一端在Vf點與輸入電壓V2相聯，另一端在Vo點輸出。輸出電壓Vo的幅值等于輸入電壓V2和動態整流輸出電壓之和。

變壓器TX1的付邊接有由Q1-Q4組成的動態整流電路[1]，可將TX1附邊產生的包絡為正弦波的雙邊帶方波電壓整流為正弦波電壓，適當選擇TX1的變比，可使得動態整流電路輸出的正弦波電壓為額定輸出電壓和輸入電壓之差Vc（補償電壓Vc從Q3，Q4的源極取出），此電壓與輸入電壓同頻、同相、同步，與輸入電壓Vi疊加后，形成額定輸出電壓Vo。

圖4 右邊是補償電路各點電壓的仿真波形，上面是輸入電壓Vi，下面是TX1付邊通過動態整流產生的補償電壓Vc加上輸入電壓Vi后，形成的輸出電壓Vo。

6 微功耗直流逆變器（4階）實際電路

圖5 是微功耗直流逆變器（4階）實際電路，C1-C7，C9共八個電容取代了圖2中的8個電壓源V3，V5，V7，V9，V11，V13，V15，V17，幅值 310 V 的正負對稱直流電壓 V7，V8通過 Q4，Q3分別對電容網絡的正、負臂充電，然后正、負臂上各階中的MOS管從右到左依次導通，形成寶塔波電壓。

前10 ms，MOS管Q4導通，直流正電壓V7通過Q2，Q6，Q8，Q11的體內二極管對網絡電容 C1，C3，C5，C7充電，后10 ms，MOS管Q3導通，直流負電壓 V8通過 Q1，Q5，Q7，Q10的體內二極管對網絡電容 C2，C4，C6，C9充電，當網絡電容充滿電壓以后，其放電和產生寶塔波電壓的過程與圖2電路完全相同，不再重復。

Q9、Q12的柵極和地之間所加電壓 V12是幅值308 V、包絡為正弦波的方波驅動信號，構成電壓切割電路。當寶塔波電壓加在Q9、Q12的漏極時，在源極負載電阻R1上得到標準正弦波電壓，仿真波形如圖3右所示。

圖3 電路中的TX1付邊所產生的雙邊帶方波電壓通過動態整電壓，變成正負對稱電壓Vob，正確選擇TX1的變比，調節驅動信號V4，V5的脈寬，可使Vob的輸出幅度與此處的正負對稱電壓V7，V8幅值相等，Vob與V7，V8同時提供寶塔波產生電路的電壓。

7 寶塔波驅動信號產生電路

圖6 是16階微功耗分逆變器驅動信號的實際電路，電路由4片16個LM339比較器組成，參考電壓V2是直流電壓，阻值相同的16個電阻串聯后與V2并聯，16個比較器的反相端順序、依次接在串聯電阻上，第1個比較器接1個電阻，第2個比較器接2個電阻，余類推如圖8。另有交流參考電壓V1，全波整流后直接接到每一個比較器的同相輸入端，同時設交、直流參考電壓V1，V2的幅值都是16 V。

前10 ms，當交流參考電壓V1的幅值小于1 V時，沒有一個比較器的同相端電壓大于反相端電壓，所有比較器都輸出低電平，當V1的幅值大于等于1 V時，第1個比較器的同相端電壓大于其反相端電壓，輸出高電平，當V1的幅值大于等于2 V時，第2個比較器的同相端電壓大于其反相端電壓，輸出高電平，其余類推。當最后一個，即第16個比較器輸出高電平以后，交流參考電壓V1將到達極值，隨著時間的推移，V1將下降。當交流參考電壓V1的幅值下降到小于16 V時，第16個比較器的同相端電壓小于其反相端電壓，其輸出端電壓產生負跳變，電壓由高變低，產生了第1個、也是持續時間最短的脈沖信號，當交流參考電壓V1的幅值下降到小于15 V時，第15個比較器的同相端電壓小于其反相端電壓，其輸出端電壓產生負跳變，電壓由高變低，產生了第2個脈沖信號，其余類推。當交流參考電壓V1的幅值下降到小于1 V時，第1個比較器的同相端電壓小于其反相端電壓，其輸出端電壓產生負跳變，電壓由高變低，產生了第16個、也是最后1個、同時是持續時間最長的脈沖信號，當第二個10 ms到來的時候，重復上述工作過程。所產生的16個持續時間由短到長的脈沖驅動信號，也就是形成寶塔電壓的各個微分電壓，請參考圖7的仿真波形。

顯然，交流參考電壓V1的頻率決定了所產生的脈沖信號的持續時間，即決定了微分逆變器輸出交流電壓的頻率，而參考電壓V1，V2的幅值決定了所產生的脈沖信號的高度，即決定了微分逆變器輸出交流電壓的幅值，V1的頻率和V1，V2幅值是可以任意調節的，所以，微分逆變器輸出交流電壓的頻率和幅值也是可以任意調節的。

圖8 是微功耗直流逆變器（8階）輸出電壓仿真波形，左邊是輸出正弦波電壓Vo，右邊是寶塔波的切割過程，從圖可以看到，當寶塔波的階數N增加時，例如N=8，所產生的寶塔波非常接近正弦波，可以省去電壓切割這一環節。

從圖8右邊仿真波形可以看出，從寶塔波切割下來的邊角料，隨著階數N的增加，總面積越來越小，這是因為寶塔波可以看成縱軸上的N個微分疊加而成，當N趨于無窮時，寶塔波趨于正弦波，這時候，用正弦波切割寶塔波，切下來的邊角料總面積等于零。

一般多電平逆變器[1]，例如三電平逆變、五電平逆變，七電平逆變等，增加輸出電壓電平數N的目的，是為了減少輸出電壓波形中的諧波含量，但所需功率器件和電路復雜性逞指數增加，必須要有N個隔離的、獨立的電壓源，而且每個電平中功率器件的驅動信號也是隔離的、獨立的。三相三電平逆變，功率器件12個，三相五電平逆變，功率器件24個，三相七電平逆變，功率器件48個，上述電平數和所需功率器件數可歸納為：設n為大于2的自然數，電平數N=2n-1，則所需功率器件數 P=12×2n-2。如果要實現16電平逆變，所需功率器件P=12×2n-2=12×216-2=196 608，需要隔離的、獨立的驅動信號196 608個，這種紙上談兵的逆變電路，在實際上是完全不可能實現的，只能是望梅止渴。所有有關逆變器的教科書都提及多電平逆變，但沒有哪一本教科書能畫出五電平以上逆變器的實際電路，因為太復雜，畫也畫不出來，怎么能實際做出來。

要實現多電平逆變器，不僅僅是功率器件逞指數增加的問題，更要命的是，在進行多電平疊加的同時，還要在每一個電平中進行SPWM脈寬調制，一個電平的SPWM控制已經夠復雜，現在要對多達P=12×2n-2=196 608個SPWM驅動信號進行控制，其空間矢量的復雜程度，是不可想像的。

微功直流耗逆變器所需功率器件和電路復雜性逞線性增加，即所需功率器件P=2N，其中N為電平數。圖4是4電平微功耗直流逆變器的實際電路，所需功率器件P=2N=2×4=8，實現16電平逆變器，所需功率器件P=2N=2×16=32，限于文章篇幅，本處不宜畫完整電路圖，僅在圖5畫出了微功耗直流逆變器（16階）寶塔波電壓驅動信號產生電路及圖6的寶塔波電壓驅動信號仿真波形，16電平微功耗直流逆變器的完整電路請參考文獻[3]。

圖9 是微功耗直流逆變器（16階）寶塔波電壓仿真波形，圖中曲線可以看到，N=16的寶塔波已經趨近正弦波，根本用不著進行電壓切割。

8 結語

微功直流耗逆變器電路簡單，容易實現，故障率低，安全可靠，最主要的特點是，所有器件工作在工頻，不產生EMI干擾，也不產生高頻損耗，效率高達99%以上，節能環保，成本、體積、重量、功耗都是傳統逆變器的十分之一。

[1]劉鳳君.現代逆變技術及應用[M].北京：電子工業出版社,2006.

[2]郁百超.綠色功率變換器：中國,201010130192.X[P].2010-03-19.

[3]郁百超.微功耗直流逆變器：中國,201110166349.9[P].2011-06-17.

[4]郁百超.百超功率變換器的原理和應用.中國電源學會第18屆學術年會論文集P301.