一種模塊化多電平變流器的控制器架構

申斐斐，施科研，呂 棟，林 平，陳 敏，徐德鴻

（浙江大學 電氣工程學院，浙江 杭州 310027）

引言

近年來，隨著電力電子技術在有源濾波器、新能源、高壓直流輸電等領域的應用，高壓大功率的電力電子設備越來越受到關注。多電平變換器因其良好的輸出電能質量和每個器件承受較小的電壓應力成為解決大功率變換的有效手段[1]。在此背景下，模塊化多電平變流器（MMC）應運而生[2]。 2010年，西門子利用MMC技術建成的高壓直流輸電項目也投入使用[3]。

在早期的研究中，MMC一般采用兩層控制器結構，此種結構采樣通道數比較多，且隔離要求較高，不適合用于高壓大功率場合[2,4]。文獻[5]提出了在每個子模塊上安裝一個控制器，來滿足MMC子模塊的隔離性和模塊化設計，但這種方法每個子模塊和上位機之間需要三根光纖來進行交互，增加了成本。本文探討了一種適用于MMC拓撲的改進型三層控制器結構，并使用直接調制的控制方法，在一臺單相6模塊的樣機上驗證了該控制器構架的合理性。

1 MMC的原理

三相MMC的拓撲結構如圖1所示，每相由兩個橋臂組成，每個橋臂包含n個子模塊和一個橋臂電感，每相的輸出從兩個橋臂電感之間引出。

每個子模塊的結構如圖2所示，由一個半橋加一個電容組成。子模塊主要有兩種工作方式，當上管導通，下管關斷時，為插入狀態，此時子模塊端口電壓為電容電壓；當上管關斷，下管導通時，為切除狀態，子模塊端口電壓為0。

為了維持各橋臂子模塊電容電壓的平衡，當橋臂電流為正時，選擇電容電壓較低的子模塊插入橋臂，對其電容進行充電；當橋臂電流為負時，選擇電壓較高的子模塊電容插入橋臂，對該電容進行放電，這樣可實現橋臂電容的動態均壓。

MMC在正常運行時，不考慮電容電壓波動的情況下，每個模塊上的電容電壓為：

式中：Ud為母線電壓；n為一橋臂子模塊數。

對一相來說，如果上橋臂處于插入的子模塊數為nu，下橋臂插入子模塊數為nl，如果在任意時刻能保持

那么作用在橋臂電感上的電壓為0。理想情況下，輸出電壓為階梯波，電平數為n+1，n值越大，輸出電壓的THD越低，越接近正弦波。圖3是子模塊數n=5時的理想輸出電壓波形。

2 三層控制器方案

MMC的三層控制器結構如圖4所示。其中，主控制器是MMC系統的運算核心，主要負責橋臂電流等參數的采樣、算法控制設計、以及人機交互。而輔助控制器使用FPGA實現，和三相所有的子模塊進行互聯，實現每個橋臂電容的均壓以及模塊的統一保護、冗余的功能。模塊控制器則是為了實現子模塊的獨立性和智能化而提出的，主要用于模塊電壓的采樣和PWM的產生。

主控制器向輔助控制器發送計算所得的調制信息以及實現模塊電壓平衡所需要的電流信息；輔助控制器向主控制器發送模塊電壓及每個模塊的狀態信息。

傳統的MMC系統一般由輔助控制器直接發送PWM驅動子模塊的上下管，這樣輔助側和每個子模塊間需要三根光纖的連接。為了實現模塊的獨立性控制，以及模塊側和主控制側較少的電氣連接，本控制系統由模塊控制器產生驅動開關管的PWM脈沖。輔助控制器需要在每個周期向模塊側傳輸其工作狀態和占空比信息，而模塊控制器則返回自己的狀態和電壓信息。所以，每個模塊和輔助控制器之間只需要兩根光纖的連接，這減少了光纖的使用，隨著子模塊的增加此優勢會越發明顯。

輔助控制器有6n個串口通訊的單元，負責和各相不同模塊進行通訊，來進行信息的互換。輔助控制器和模塊間的通訊采用異步串口通訊（SCI），如圖5所示，每幀由11位組成，分別為起始位、8位數據位、奇偶校驗位和停止位。因輔助控制器向模塊側發送的信息不僅包括占空比，還包括某些特殊指令，所以犧牲數據位的第一位作為幀類型的判別。另外，規定用兩幀數據幀共12位表示占空比信息，當12位數據位全為1時，表明該模塊下一周期進入插入狀態；當12位數據全位0，表明該模塊下一周期進入切除狀態；否則，模塊按照占空比進行工作。

3 同步問題及時序

由于各個子模塊采用單獨的控制器，且有各自獨立的時鐘和PWM發送器，這就出現了系統各個子模塊之間的時鐘同步問題。那么如何實現同步，且時間的誤差在多少是合理的？

圖5 (a)舉出一個實際的例子來說明不同步的最嚴重情況。假如一相上下橋臂各有三個模塊，前一開關周期各個模塊的狀態如圖6(a)左半所示，后一周期狀態如右半所示。理想情況下，各個模塊同步進入下一周期。但實際上，如果模塊3、模塊5、模塊6延時T時間段進入下一周期，則會造成該時間整一相橋臂6個模塊均處于切除狀態。

圖6 (b)是該情況下A相的等效電路圖，相當于在此T時刻，整個直流側電壓直接加在兩個電感上，由

可知環路電流會持續上升，造成器件的電流快速上升，甚至器件的損壞。同時由（3）式，可計算出最惡劣情況下同步的時間誤差對環路電流的影響，可作為同步方案是否可行的判定。

在三層控制器里，我們選定輔助控制器為所有控制器時鐘的基準。對于主控制器側，輔助控制器給出其中斷的時鐘信號用于時序的統一。對于模塊側，輔助控制器在每個開關周期的開始向每個模塊發出一幀特殊幀（同步幀），用于同步各個模塊的時鐘。模塊控制器收到此同步幀后，清0自己的計數器，表示新一周期的開始。

圖7 表示一個開關周期里系統各子模塊和輔助控制器的數據交換。（1）開關周期之初輔助控制器向各模塊發送同步信號；（2）模塊控制器隨后向輔助控制器發送各模塊的電壓信息，用于模塊電壓的平衡；（3）輔助控制器將計算好的下一周期各模塊的工作狀態傳遞下去；（4）各模塊接收到狀態信息后發送返回幀，若輔助控制器未收到返回幀則再次發送。一周期傳遞完成。

圖8 是控制系統的時序流程圖，可以很清楚的看到各級控制器的時序和流程。

4 實驗及結果

為了驗證時序方案和同步策略搭建了如上所述的三層控制器。圖9(a)是正常工作時輔助控制器和模塊間一個載波周期的通訊波形，可以看出，輔助側向模塊發出同步、占空比共三幀信息，而模塊向輔助側回復相應的返回幀。圖9(b)是四個模塊控制器應用上述同步策略發出PWM脈沖的驅動波形,可以看出四模塊之間的時間差小于200 ns。

緊接著為了驗證該控制器系統設計的可行性，搭建了一臺單相上下橋臂共6個子模塊的MMC實驗平臺。實驗環境和主電路參數如表1所示：

表1 MMC平臺實驗參數

圖10 給出了MMC系統的控制框圖，該控制方法為直接調制法，即忽略橋臂電感對輸出電壓影響的一種開環的控制方法。橋臂電壓平衡所采用的策略為模塊電壓排序法，此法可保證一相插入數始終為 n 個[6]。

圖11 (a)給出了單相輸出電壓Ua和輸出電流Ia的波形，從圖中可以看出，輸出電壓由四個臺階組成，構成四電平電路；輸出電流比較平滑，相位上滯后輸出電壓4.3°。圖11(b)給出了上橋臂和下橋臂的電流波形，以及一相的環流波形。從此波形可以看出，橋臂電流并不只是標準的直流加基波，而是含有一定成分的二次環流，此環流在直接調制法中數值比較大，可采用一些調制策略達到抑制環流的目的。

圖11 (c)給出了不含電感的上橋臂及下橋臂電壓波形。由圖中可以看出，上下橋臂的波形為互補的標準4電平階梯波，且兩者之和為恒定的3倍模塊電壓加一些毛刺（死區造成），說明控制器工作正常。圖11(d)給出了下橋臂三個模塊的電容電壓波形，從圖中可以看出，每個模塊的電壓波動比較小，較好地實現了各個模塊電容電壓的平衡。

圖11 的MMC工作情況驗證了此三級控制器設計的可行性，在此硬件平臺上可較好地實現直接調制法和電容電壓平衡策略。

5 結論

本文從模塊化多電平變流器的需求出發，探討了一種適用于該拓撲的三級控制器方案。此種控制器能減少系統內光纖的使用，使模塊的智能性和獨立性提高，且實現了各模塊信號的同步。在該三級控制器上運用直接調制法和電壓平衡策略，實驗結果表明該控制構架的可行性。

[1]何湘寧,陳阿蓮.多電平變換器的理論和應用技術[M].北京：機械工業出版社,2006.

[2]R Marquardt and A Lesnicar.A new modular voltage source invertertopology[C].ProceedingofEPE’03,Toulouse,France,2003,CD-ROM.

[3]Siemens,2010 Trans Bay Cable Project[EB].http：//www.energy.siemens.com/us,2011-12-20.

[4]M Hagiwara,K Nishimura and H Akagi.A Medium-Voltage Motor Drive With a Modular Multilevel PWM Inverter[J].IEEE Trans.On Power Electronics,Vol.25,No.7,July,2010.

[5]M Glinka.Prototype of multiphase modular multilevel conveter with 2MW Power Rating and 17-level-output-voltage[C].Proceedings of IEEE PESC,2004,PP.2572-2576.

[6]A Antonopoulos,L Angquist and H P Nee.On dynamics and voltage control of the modular multilevel converter[C].In Proc.EPE,Barcelona,Spain,Sep.2009,pp,1-10.