串聯(lián)IGBT的一種復(fù)合均壓方法

同向前 寧大龍 夏 偉 申 明

（西安理工大學(xué)自動(dòng)化與信息工程學(xué)院 西安 710048）

1 引言

隨著電力電子技術(shù)在電力系統(tǒng)中的廣泛應(yīng)用，現(xiàn)代電力電子裝置正朝著高電壓、高功率、高頻率和高電能質(zhì)量的方向發(fā)展。然而，電力電子器件的電壓水平遠(yuǎn)遠(yuǎn)不能滿足高壓電力電子裝置的要求，從而促使人們不斷研究新型電路拓?fù)洌缍嚯娖浇Y(jié)構(gòu)、模塊電路級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)、IGBT器件直接串聯(lián)結(jié)構(gòu)等。IGBT器件直接串聯(lián)組成高壓IGBT串聯(lián)組件，配合典型的兩電平和三電平電路結(jié)構(gòu)，是實(shí)現(xiàn)一切高壓電力電子裝置的簡(jiǎn)單而有效的途徑。

IGBT器件直接串聯(lián)的主要技術(shù)難點(diǎn)在于各個(gè)器件之間的均壓?jiǎn)栴}。由于驅(qū)動(dòng)信號(hào)的差異、IGBT器件的特性差異和應(yīng)用電路的雜散參數(shù)，IGBT串聯(lián)組件中各個(gè) IGBT器件的集射極電壓往往不均，尤其是開(kāi)關(guān)過(guò)程中的動(dòng)態(tài)電壓不均，導(dǎo)致 IGBT器件因過(guò)壓而損壞。RCD無(wú)源吸收電路是常用的被動(dòng)型均壓電路[1]，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本低，在門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)同步的條件下，具有較好的均壓效果，但是當(dāng)門極信號(hào)存在較大差異時(shí)，均壓效果很差[2]。基于IGBT的門極控制特性，門極電壓鉗位電路[3,4]、門極有源電壓控制[5,6]、門極RCD有源控制[7,8]等多種主動(dòng)型均壓方法得以提出和研究。門極電壓鉗位常作為過(guò)壓保護(hù)措施集成于門極驅(qū)動(dòng)電路中，門極有源電壓控制結(jié)構(gòu)復(fù)雜，門極RCD有源控制的電阻功耗較大。

Kiyoaki Sasagawa等人提出了一種基于門極平衡核的串聯(lián)IGBT均壓方案[9,10]，主要用于解決由于門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)差異而引起的電壓不均問(wèn)題，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明了該方案的優(yōu)越性。本文在此基礎(chǔ)上，通過(guò)建立門極驅(qū)動(dòng)等效電路，進(jìn)一步分析了門極平衡核變壓器的參數(shù)選擇原理與方法，針對(duì)平衡變壓器漏感引起的門極電壓振蕩，提出一種基于瞬態(tài)電壓抑制器的改進(jìn)措施，并將門極平衡核方案與RCD緩沖電路結(jié)合起來(lái)，優(yōu)勢(shì)互補(bǔ)，形成一種均壓效果好、簡(jiǎn)單實(shí)用的復(fù)合均壓方案。

2 門極平衡核的均壓原理與參數(shù)選擇

2.1 門極平衡核的原理結(jié)構(gòu)

由于控制電路信號(hào)、驅(qū)動(dòng)電路延遲和傳輸線路（光纖）延遲上的差異，串聯(lián) IGBT器件的門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)往往存在不同程度的不同步現(xiàn)象。如果門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)不同步嚴(yán)重，則必然導(dǎo)致后開(kāi)通的器件或先關(guān)斷的器件出現(xiàn)過(guò)電壓。采用門極信號(hào)耦合可以解決門極信號(hào)之間的不同步問(wèn)題，圖 1為 Kiyoaki Sasagawa等人提出的一種門極信號(hào)磁耦合方案，文中稱這種耦合元件為門極平衡核（Gate-Balancing Core，GBC），實(shí)為變壓比為1:1的強(qiáng)耦合變壓器。

圖1 門極平衡核均壓電路Fig.1 Voltage-balancing circuit with Gate-balancing core

以圖1所示兩個(gè)IGBT串聯(lián)組件為例，把變壓比為 1:1的變壓器的一次側(cè)和二次側(cè)分別串入到兩個(gè) IGBT的門極線路中，使兩個(gè)IGBT的門極信號(hào)建立一種磁耦合關(guān)系。如果某個(gè) IGBT的門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)發(fā)生了延遲，由于耦合的存在，無(wú)需閉環(huán)網(wǎng)絡(luò)即可使門極驅(qū)動(dòng)電流基本保持一致，實(shí)現(xiàn)門極同步驅(qū)動(dòng)的目的。顯然，此方案不會(huì)明顯增大驅(qū)動(dòng)電路損耗，也不影響裝置的開(kāi)關(guān)頻率。

2.2 門極等效電路與方程

根據(jù)圖1，并設(shè)GBC為一個(gè)變壓比為1:1的強(qiáng)耦合變壓器，則可以得到兩個(gè)串聯(lián) IGBT的門極驅(qū)動(dòng)等效電路，如圖2所示。圖2中，兩個(gè)IGBT分別用門極輸入電容（C1、C2）表示，Rg1和Rg2分別為兩個(gè) IGBT門極驅(qū)動(dòng)電阻，Lr1和Lr2分別表示變壓器的一次側(cè)和二次側(cè)漏感，Lm表示變壓器的勵(lì)磁電感，us1和us2分別表示兩個(gè) IGBT的門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)源。

圖2 門極驅(qū)動(dòng)等效電路Fig.2 Equivalent circuit of Gate driving

根據(jù)圖 2，并設(shè)C1=C2=Cies，Rg1=Rg2=Rg，Lr1=Lr2=Lr，可建立IGBT門極驅(qū)動(dòng)電路方程如下：

2.3 變壓器勵(lì)磁電感的設(shè)計(jì)

耦合變壓器的主要作用是在兩個(gè) IGBT驅(qū)動(dòng)信號(hào)源不同步期間，使得兩個(gè) IGBT具有基本相同的門極電壓或門極電流，即uC1-uC2=0或ig1-ig2=0。因此，變壓器的勵(lì)磁電感應(yīng)越大越好。

在IGBT開(kāi)通過(guò)程中，假定VT2管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)滯后于 VT1管一個(gè)時(shí)差ΔT，則在ΔT時(shí)段內(nèi)，us1輸出正的開(kāi)通電平UF，而us2仍然輸出負(fù)的關(guān)斷電平UR。在ΔT時(shí)段內(nèi)，門極電流從零開(kāi)始逐漸上升并向 IGBT門極電容充電，設(shè)IGBT門極電流呈線性上升，并在ΔT末端分別達(dá)到最大值Ig1和Ig2，則門極電流可表示為

將式（2）代入式（1），整理可得：

忽略上式中分母的微小項(xiàng)，近似可得

通常，UF= +15V，UR= -7.5V= -UF/2。如果要求采用門極平衡核后兩個(gè) IGBT的門極電壓差不大于開(kāi)通電平UF的1%，即uC1-uC2≤0.01UF，則

式（6）是在IGBT開(kāi)通不同步的情況下得出的，它也適用于IGBT關(guān)斷不同步的情況。實(shí)際計(jì)算中，ΔT應(yīng)取開(kāi)通時(shí)差和關(guān)斷時(shí)差中的較大值，Cies可查閱所選IGBT手冊(cè)。

2.4 變壓器漏感的設(shè)計(jì)

實(shí)際變壓器總會(huì)存在一定的漏感Lr，漏感和IGBT輸入電容Cies形成LC振蕩電路，使IGBT的門極電壓出現(xiàn)振蕩。如果振幅較大，則門極電壓可能超出允許峰值±20V，從而損壞IGBT。

門極驅(qū)動(dòng)電阻Rg對(duì)振蕩具有衰減作用。IGBT門極驅(qū)動(dòng)電路的品質(zhì)因數(shù)Q為

為了提高變壓器的勵(lì)磁電感和減小變壓器的漏感，變壓器采用Ni-Zn鐵氧體環(huán)形鐵心。由于IGBT為電壓型開(kāi)關(guān)器件，驅(qū)動(dòng)功率很小，采用直徑約為20～25mm、截面積約為20mm2的環(huán)形鐵氧體鐵心即可滿足要求。設(shè)鐵心相對(duì)磁導(dǎo)率為μr，鐵心截面積為Ae，鐵心有效長(zhǎng)度為le，則在要求的電感Lm下，一、二次的繞組匝數(shù)可按下式計(jì)算[12]

式中，μ0為空氣磁導(dǎo)率。

3 門極電壓振蕩的抑制與保護(hù)

由于門極平衡核變壓器的漏感和驅(qū)動(dòng)電路上的雜散電感的作用，門極電路在開(kāi)關(guān)過(guò)程中會(huì)出現(xiàn)振蕩，引起IGBT門極過(guò)電壓，如圖3所示。盡管在變壓器設(shè)計(jì)時(shí)，盡量減小漏感以滿足設(shè)計(jì)要求，但是還需要設(shè)置預(yù)防性的保護(hù)措施。

瞬態(tài)電壓抑制器（TVS）是一種二極管形式的高效能保護(hù)器件。在 IGBT的門極和發(fā)射極之間裝配一個(gè)雙向TVS（見(jiàn)圖4），當(dāng)IGBT門極電壓由于振蕩而升高時(shí)，它能以 10-12s級(jí)的速度，將其兩極間的高阻抗變?yōu)榈妥杩梗照袷幑β剩箖蓸O間的電壓鉗位于一個(gè)預(yù)定值，有效地保護(hù)IGBT器件。

圖3 采用門極均衡核時(shí)的門極電壓波形Fig.3 Voltage waveforms of gate with GBC

由于TVS動(dòng)作后改變了門極電路拓?fù)洌琓VS不僅能夠保護(hù) IGBT門極免受過(guò)壓，也能有效減緩門極電壓振蕩的幅度。圖3為加入TVS前后IGBT等效輸入電容兩端的電壓波形，TVS加入前，門極電壓瞬間超過(guò)允許峰值；TVS加入后，門極電壓被箝位在設(shè)定值，而且振蕩幅度明顯降低。

4 復(fù)合方案及其仿真

由于RCD緩沖電路對(duì)IGBT特性參數(shù)差異引起的電壓不均具有良好的均壓效果，但當(dāng)驅(qū)動(dòng)信號(hào)不同步時(shí)均壓效果急劇惡化，而門極平衡核方案很好地解決了驅(qū)動(dòng)信號(hào)不同步引起的電壓不均問(wèn)題。因此，可以將門極平衡核方案與RCD緩沖電路結(jié)合起來(lái)，同時(shí)在IGBT門極與發(fā)射極之間接入雙向TVS以抑制平衡變壓器漏感引起的電壓振蕩、保護(hù)IGBT門極免受過(guò)壓。串聯(lián) IGBT的復(fù)合均壓電路如圖 4所示。

圖4 串聯(lián)IGBT的復(fù)合均壓方案Fig.4 Hybrid voltage-balancing scheme for series IGBTs

為了分析比較不同均壓措施下的均壓效果，引入IGBT集射極電壓不平衡度αimb指標(biāo)。αimb定義如下：

式中，Udc為IGBT串聯(lián)組件承受的總直流電壓；N為IGBT串聯(lián)器件個(gè)數(shù)；umax表示分壓最大的IGBT器件的集射極電壓；umin表示分壓最小的IGBT器件的集射極電壓。

建立了以斬波電路為應(yīng)用示例的復(fù)合均壓方案的PSPICE仿真模型，電路及參數(shù)如圖5所示。仿真中，驅(qū)動(dòng)信號(hào)幅值為-7.5～+15V，開(kāi)關(guān)頻率2kHz，下管驅(qū)動(dòng)信號(hào)較上管延遲 500ns，IGBT型號(hào)為CM100DY—12H，其輸入電容為5.6nF。

按照式（6）和式（8）可得對(duì)平衡變壓器的要求：勵(lì)磁電感不小于5.9mH、漏感不大于2μH。仿真中，實(shí)取變壓器的電感為5.9mH、漏感為2μH。

圖5 復(fù)合均壓方案的仿真電路Fig.5 Simulation for hybrid voltage-balancing scheme

圖6給出了門極信號(hào)不同步情況下門極平衡核接入前后的仿真結(jié)果，可以看出，門極均衡核（GBC）顯著改善了由于驅(qū)動(dòng)信號(hào)不同步而引起的電壓不均現(xiàn)象。在GBC加入之前，IGBT集射極電壓不平衡度為65%，加入GBC后，電壓不平衡度接近于0。

圖6 GBC接入前后的串聯(lián)IGBT集射極電壓Fig.6 Collector-emitter voltage waveforms of series IGBTs

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

建立了與仿真系統(tǒng)基本相同的實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)，實(shí)驗(yàn)電路如圖7所示。門極驅(qū)動(dòng)電阻15Ω，平衡變壓器電感值 5.9mH、漏感 50μH，無(wú)源吸收電路電阻為3Ω、電容為 4.7nF，靜態(tài)均壓電阻 100kΩ。驅(qū)動(dòng)信號(hào)電壓幅值-9～+15V，開(kāi)關(guān)頻率 2kHz，VT2驅(qū)動(dòng)信號(hào)較VT1信號(hào)延時(shí)1μs，IGBT采用MG75Q2YS50（75A/1200V）。

圖7 復(fù)合均壓方案的實(shí)驗(yàn)電路Fig.7 Experimental circuit for hybrid voltage-balancing scheme

圖8給出了在不同的驅(qū)動(dòng)信號(hào)和均壓方案下兩個(gè)串聯(lián)IGBT的集射極電壓波形對(duì)比，為保障安全，首次試驗(yàn)直流電壓為600V。

圖8 不同門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)和均壓方法下的均壓效果Fig.8 Voltage-balancing effects under different balancing circuits and different gate driving signals

圖 8a為門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)同步且不采取任何動(dòng)態(tài)均壓措施時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，可以看出，在 IGBT關(guān)斷期間電壓分配不均現(xiàn)象嚴(yán)重，集射極電壓不平衡度高達(dá)50%。由圖8b可以看出，在門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)不同步且不采取動(dòng)態(tài)均壓措施的條件下，IGBT集射極電壓不平衡度進(jìn)一步上升到 100%。因此，動(dòng)態(tài)均壓措施是必須的。

圖8c給出了門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)同步條件下、僅采取無(wú)源RCD緩沖電路時(shí)兩個(gè)串聯(lián)IGBT的集射極電壓波形，均壓效果良好，不平衡度約為10%。但是，從圖8d的情況看，若僅采用RCD緩沖電路，在門極信號(hào)不同步時(shí)均壓效果嚴(yán)重惡化。

圖8e給出了門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)不同步情況下、僅采用門極平衡核均壓方案時(shí)的集射極電壓波形，均壓效果良好，在 IGBT關(guān)斷過(guò)程中，電壓不平衡度約為35%。圖8f給出了復(fù)合均壓方案的均壓效果圖，即使在門極驅(qū)動(dòng)信號(hào)存在較大延遲的惡劣條件下，依然保持了很好的均壓效果，電壓不平衡度小于2%。

在確認(rèn)均壓效果良好以后，試驗(yàn)直流電壓提高到1 200V，圖9為復(fù)合均壓條件下兩個(gè)串聯(lián)IGBT的集射極電壓對(duì)比。圖9b為IGBT關(guān)斷過(guò)程的細(xì)節(jié)波形，圖9c為IGBT開(kāi)通過(guò)程的細(xì)節(jié)波形。可以看出，均壓效果良好，電壓不平衡度小于 5%。需要指出，在關(guān)斷的初始過(guò)程中，兩個(gè) IGBT的集射極電壓都有一個(gè)沖擊上升的過(guò)程，兩管電壓之和的最大值達(dá)到1 350V，這是由于直流電源的負(fù)載變化特性引起的。當(dāng)電源負(fù)載電流突然消失時(shí)，電源電壓出現(xiàn)了上沖。由圖9b可以看出，即使在關(guān)斷振蕩過(guò)程中，當(dāng)直流電壓達(dá)到1 350V時(shí)，兩個(gè)串聯(lián)的IGBT的均壓效果依然良好。

圖9 直流電壓1 200V時(shí)復(fù)合均壓電路的均壓效果Fig.9 Voltage-balancing effects of hybrid voltagebalancing circuit under DC 1 200V voltage

6 結(jié)論

建立了含有門極平衡核的門極驅(qū)動(dòng)等效電路及其方程，提出了滿足均壓效果條件下平衡變壓器的參數(shù)設(shè)計(jì)原則，并采用TVS有效抑制了平衡變壓器漏感引起的門極電壓振蕩和門極過(guò)電壓?jiǎn)栴}。提出了門極平衡核和無(wú)源 RCD緩沖電路相結(jié)合的復(fù)合均壓方法，利用無(wú)源吸收回路抑制 IGBT器件參數(shù)分散性引起的分壓不均，利用門極平衡核抑制驅(qū)動(dòng)信號(hào)不同步引起的分壓不均。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，復(fù)合均壓方案能夠有效抑制 IGBT串聯(lián)組件內(nèi)器件開(kāi)關(guān)過(guò)程分壓不均現(xiàn)象，具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、工作可靠等特點(diǎn)。

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