基于L6562的單級PFC反激LED電源的研究*

董 碩，陳蘇廣，張 濤，劉石神，袁士東

（上海技術物理研究所，上海200083）

基于L6562的單級PFC反激LED電源的研究*

董 碩，陳蘇廣，張 濤，劉石神，袁士東

（上海技術物理研究所，上海200083）

設計了一種基于L6562的單級PFC反激LED電源，闡述了該電源的工作原理，對相關公式進行了推導，對功率因數校正功能的實現進行了分析，并提出了提升效率的方法。最后制作了原理樣機，通過實驗驗證了該LED驅動電源的高效率、高功率因數的特點。

L6562；LED驅動；單級PFC；高效率

LED照明是一種新型照明方式，與傳統的白熾燈、熒光燈等照明方式相比，LED光源具有發光效率高、耗能少、使用壽命長、安全環保、體積小等優勢，成為目前世界上最有可能替代傳統光源的新一代光源。LED芯片是一種低壓電流型器件，電流是影響其發光性能的主要因素，現有LED光源普遍采用多顆LED，通過串聯或并聯組成LED模組來進行照明，為了達到最佳的工作性能，必須要設計合適的LED驅動電源，使其在恒定電流的條件下工作。為了保證LED的優勢，針對不同的LED照明產品和應用要求，必須選擇合適的驅動電路拓撲結構，使LED驅動電源達到高效率、高可靠性、高功率因數、低成本的要求。 對于30 W～75 W的中小功率LED模組照明，通常選用結構簡單、成本低、調試簡單的反激拓撲結構。為了達到環保節能的要求，LED驅動電源通常要求PF值大于0.9，因此普通反激電源前端通常還要加入功率因數校正環節，不僅增加了成本，而且體積也難以小型化，效率也不高。而單級PFC反激電路，將功率因數校正與反激電路合二為一，不僅可以得到較高的功率因數，同時具有結構簡單、效率高等優點，非常適用于中小功率LED模組照明。

1 工作原理分析與設計

1.1 L6562芯片簡介

L6562是意法半導體公司（ST）推出的一款功率因數校正（PFC）控制器[1]。它工作于臨界模式（即電感電流處于連續或斷續的邊界上），與傳統PWM變換器工作的連續電流模式或不連續電流模式不同的是，臨界模式工作在變頻模式下，在輸入電壓和電流變化的情況下通過快速調節工作頻率使輸出穩定。L6562在其乘法器中嵌入了電流總諧波失真（THD）優化電路，可以有效控制 AC輸入電流的交越失真和誤差放大器的輸出紋波失真，從而提高功率因數，降低輸入電流總諧波失真。該芯片主要應用于前級PFC校正電路，本文中將其用于單級PFC反激電路。

1.2 基于L6562單級PFC反激電路設計與工作原理分析

L6562單級PFC反激電路結構圖如圖1所示。交流電壓經過前級保護單元和EMI濾波單元后，由整流橋整流為正弦半波波形流入電容C1，與傳統反激電路不同的是，電容C1選擇容量很小的薄膜電容，使得電容兩端電壓近似為正弦半波變化，電容C1電壓可近似表示為：

其中 θ=ωt。

該正弦半波電壓通過電阻R1、R2分壓后進入L6562的MULT腳，該電壓與COMP腳電壓信號經過L6562內部乘法器處理后，為比較器提供一個電壓基準Vref，該基準電壓波形也近似為正弦半波，可表示為：

電路工作變化情況如圖2 所示[2]。在 t0～t1時刻，開關管Q1導通，變壓器初級繞組Np中電流i1線性上升，芯片L6562的CS引腳檢測Rs兩端電壓。當Rs兩端電壓Vs上升到Vs=Vref時， 芯片L6562的GD引腳發出低電平信號，使開關管Q1關斷，此時 Rs兩端電壓 Vs=i1pRs，i1p為此周期中變壓器初級繞組的電流峰值，則[3]：

其中，L1為變壓器初級電感，Vp為電容C1的峰值電壓。

在t1～t2時刻，開關管Q1關斷，變壓器中的能量由初級繞組傳遞到次級繞組，初級繞組中電流變為0。由于變壓器中漏感的作用，在開關管Q1關斷瞬間，初級繞組上會出現很高的電壓尖峰，必須使用吸收電路，否則可能會擊穿MOS管。

在 t2～t3時刻，當次級繞組上電流降為 0時，初級線圈上的漏感及開關管Q1的極間電容開始諧振，輔助繞組Nb上的電壓開始下降，當L6562的ZCD引腳檢測到變壓器輔助繞組Nb上電壓低于ZCD閾值1.4 V時，脈沖發生器發出高電平，使 Q1導通，則 Q1關斷時間為：

其中n為變壓器初級繞組與次級繞組的匝數比，Vf為輸出整流二極管D1的前向電壓，Vo為LED模組兩端電壓。令：

則占空比為：

變壓器次級電感的平均電流：

其中i2p(θ)為每個周期中次級電感的電流峰值。

由式(7)可知變壓器次級繞組上的平均電流也是變化的，該電流經過輸出電容濾波后即為輸出電流。因此輸出電流有較大的紋波，需采用大容量濾波電容進行濾波。

采樣電阻R5上的電壓通過隔離反饋后進入L6562的INV引腳進行比較，改變COMP腳的電壓，使Vref的值也產生變化，使導通時間發生改變，從而改變變壓器次級中的電流，以達到輸出恒流的目的。

2 功率因數及效率分析

2.1 功率因數分析

由1.2節中分析可知，每次開關變化中，變壓器初級電流峰值為 i1p=I1p|sinθ|，則次級電流峰值為 i2p=nI1p|sinθ|。圖3所示為變壓器中初級電流峰值和次級電流峰值的包絡與開關時間的關系。由圖3可以看出，雖然變壓器中初級電流和次級電流均為三角波變化，但是其峰值電流包絡波形接近為正弦波。整流橋以后的電流Iin(θ)是整個開關周期每個三角波的平均值，則其大小為：

當反饋信號變化時，Vref會發生變化，由式(3)知，i1p也會發生相應的變化，因此變壓器初級電流峰值包絡并不是完全按照正弦波形變化，會使平均電流偏離正弦波，使功率因數下降。為了提高功率因數，可調整反饋電路中的補償電路，降低反饋電路的帶寬，使反饋信號緩慢變化，從而減少反饋信號對初級平均電流的影響。但是降低反饋電路的帶寬會降低系統的動態響應。因此本電路僅適用于負載穩定、對電源動態響應要求不高的應用場合。

2.2 電源效率分析與優化設計

反激電源的損耗在于變壓器損耗、開關MOS管損耗以及輸出整流二極管損耗，因此主要通過降低此三處損耗來提高效率。

2.2.1 變壓器損耗

變壓器損耗主要包括銅損、鐵損以及漏感損耗。在設計變壓器時，為了使效率高，損耗最小，可選擇材料更好的磁芯和合適的匝數比，使銅損與鐵損相等，原邊與副邊損耗相等。

漏感是指未能耦合到二次側的一次電感部分，它不參與有效能量從輸入到輸出的傳遞，而以開關關斷瞬間的高電壓尖峰的形式表現出來[4]。漏感不僅會影響效率，而且如果不能盡量吸收漏感能量，形成的尖峰很容易導致開關管損壞。為了減少漏感，可采用“三明治”繞法，即將初級線圈分為兩組，初級1和初級2，然后按照初級1-次級-初級2的順序繞制變壓器，增加初級與次級的耦合，從而減小漏感。為了防止漏感尖峰擊穿MOS管，可如圖1所示，在初級線圈兩端加入由TVS二極管和快恢復二極管組成的鉗位電路，對漏感尖峰進行吸收。

2.2.2 開關MOS管損耗

開關MOS管損耗主要包括導通損耗與開關損耗。導通損耗是指開關管導通時，MOS管上損耗的功率，其值可表示為：

其中，Irms為開關MOS管導通時流過電流的有效值。可通過使用導通電阻Rds(on)更小的MOS管來減少損耗。開關損耗是指，在開關過程中，開關管電壓Vds和電流Ids發生變化，從“開”到“關”或從“關”到“開”有一個過渡過程，這期間電壓Vds和電流Ids存在一個交疊過程，產生較大的損耗即為開關損耗。開關損耗占MOS管損耗的很大一部分。

在本電路中，如圖2所示，在開關MOS管導通之前，由于次級電流已降為0，初級繞組上的電壓由于漏感及MOS管上的寄生電容存在而產生振蕩，電壓開始時刻已經開始下降，在開關管導通時，電壓值已經很小，近似于零電壓，因而大大減少了導通損耗，從而提高了效率。

2.2.3 次級整流二級管損耗

次級整流二極管上的損耗可表示為PD=VDIave，其中VD為次級整流二極管導通時的前向壓降，Iave為流過次級整流二極管的平均電流。當輸出電流較大時，會產生比較大的損耗。可采用前向電壓更小的肖特基二極管或者同步整流的方式來減少損耗。由于同步整流成本較高，且電路復雜，在輸出電流較小時效率提升不大，因此本電路采用肖特基二極管作為次級整流二極管。

3 實驗結果分析

根據以上分析，制得實驗樣機一臺，樣機基本設計條件如下：輸入電壓范圍160 V～250 V，輸出電流2.1 A，輸出電壓范圍 25 V～40 V，最小工作頻率 100 kHz，測試負載為60顆大功率LED組成的6并10串LED陣列（單顆LED工作時前向電壓約為3.2 V）。

圖4(a)所示為實驗中測得的開關MOS管漏極和源極兩端電壓波形，放大倍數為500。圖4(b)為開關管下端檢測電阻Rs兩端電壓波形，間接反映出流過開關MOS管的電流波形。從圖中可以看出，開關MOS管上的電壓與電流峰值包絡均近似為正弦半波變化，可推測出本電路具有較高的PF值。

圖5為220 V輸入電壓下輸入電壓和輸入電流波形。從中可以看出，輸入電壓和輸入電流波形均近似為正弦波形，且相位基本一致，故PF值較高，實際測得PF值為 0.97。

表1顯示了在不同輸入電壓條件下的PF值。從表中可以看出，該電源在160 V～250 V輸入電壓范圍內均具有較高的PF值，且輸入電壓越低，PF值越高。由式(8)分析可知，輸入電壓越低，Iin(θ)越接近正弦波，因此PF值也越高。

圖6為開關MOS管漏源兩端電壓最高處波形。從圖中可以看出，在開關關斷時，會產生較大的電壓尖峰，由于TVS管的吸收鉗位作用，將峰值電壓鉗位在700 V左右，設計中開關MOS管最高承受的電壓為 800 V，留有足夠裕量。在電壓下降過程中存在一個拐點，在拐點后電壓迅速下降，該拐點即為MOS管導通時刻。由于在開關MOS管導通前，開關MOS管漏源兩端電壓已經開始下降，因此降低了開關損耗，可以有效提高電源效率。實際測得在220 V輸入電壓條件下，電源效率為90.7%。

表1 不同輸入電壓下電源的PF值

圖7即為在不同輸入條件下，電源效率的變化情況。從圖中可以看出，輸入電壓在160 V～250 V電壓范圍內變化時，電源效率基本穩定在90%左右，在寬范圍輸入電壓的條件下顯示出良好的性能。出于對成本及電路復雜度方面的考慮，本電源后級整流沒有采用同步整流的方式。若在輸出大電流的條件下，采用效率更高的同步整流方式，更換性能更佳的開關MOS管，則電源效率還將進一步提升。

本文介紹了基于L6562的單級PFC反激電路的LED驅動電源原理，并對其功率因數與效率進行了理論分析。該驅動電源將傳統兩級電源中的前級PFC校正電路與后級DC-DC電路合二為一，電路結構簡單，通過同時采樣輸入電壓和輸出電壓的信號，使開關導通時間隨輸入電壓波形變化而改變，從而使電源輸入的電流跟隨輸入電壓波形變化，以獲得高的PF值。此電路工作于臨界導通模式，在開關MOS管在導通之前，開關MOS管兩端電壓已開始下降，減少了開關MOS管的開關損耗，從而有效提高電源效率。通過制作樣機并對實驗結果分析，驗證了此種LED驅動電源在較寬的電壓范圍內，具有較高的功率因數和效率。

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Study of the flyback LED driver with single-stage PFC based on L6562

Dong Shuo，Chen Suguang，Zhang Tao，Liu Shishen，Yuan Shidong
(Shanghai Institute of Technical Physics,Shanghai 200083，China)

A LED power supply with single stage PFC based on L6562 is designed in the paper.The principle of the LED power supply is expatiated,the function of revise power factor is analyzed,and effective methods of upgrade the efficiency are proposed in this paper.At last,a sample of LED power supply is designed and some experiments are taken to validate the high PFC and high efficiency of the LED power supply.

L6562；LED driver；single stage PFC；high efficiency

TM46；TN86

A

0258-7998(2012)03-0063-04

上海市科委科研項目（10dz1140600）

2011-10-13)

董碩，男，1987年生，博士，主要研究方向：電路與系統。