四輪輪轂電機驅(qū)動電動汽車無刷電機控制算法的研究

盧東斌，李建秋，何 濤，歐陽明高，谷 靖

(清華大學(xué)汽車工程系;汽車安全與節(jié)能國家重點實驗室，北京 100084)

前言

目前關(guān)于環(huán)保和能源的問題備受關(guān)注，為解決這些問題，電動汽車呈現(xiàn)出加速發(fā)展的趨勢。四輪驅(qū)動輪轂電機電動汽車，如圖1所示，采用4個永磁無刷輪轂電機驅(qū)動，具有整車構(gòu)型簡單，產(chǎn)業(yè)基礎(chǔ)好，控制靈活等優(yōu)點，其優(yōu)越的動力學(xué)控制性能受到越來越多的關(guān)注［1-2］。

由于采用了4個輪轂電機進行驅(qū)動，整車控制的復(fù)雜性增加，同時整車的舒適性也對驅(qū)動和制動控制提出了更高要求。目前電動汽車用輪轂電機多采用無刷直流電機，通過3個霍爾信號進行六步換相控制，該控制方式簡單，起動轉(zhuǎn)矩大，調(diào)速性能好。其高速時轉(zhuǎn)矩脈動頻率遠(yuǎn)離整車諧振點，產(chǎn)生的振動對車內(nèi)噪聲影響較小，并且可工作在ON/OFF模式下，開關(guān)損耗低，具有其優(yōu)越性。但其低速轉(zhuǎn)矩脈動大，噪聲大，很難滿足車用要求。近年來提出的改善電機設(shè)計結(jié)構(gòu)［3］和采用復(fù)雜的控制方法［4］可在一定程度上減小轉(zhuǎn)矩脈動，但因設(shè)計困難、算法復(fù)雜，不利于工程實現(xiàn)。

為徹底解決六步換相控制方式下的低速轉(zhuǎn)矩脈動大和噪聲大的缺點，采用基于霍爾傳感器的永磁同步電機矢量控制。由于只采用了3個霍爾開關(guān)信號作為位置信號，轉(zhuǎn)子位置只能精確到60°電角度，而根據(jù)電機轉(zhuǎn)速插值獲得60°區(qū)間內(nèi)的電角度，可以獲得比較精確的轉(zhuǎn)子位置，能夠?qū)崿F(xiàn)矢量控制算法。在高速時，因受轉(zhuǎn)子位置檢測誤差和電機控制PWM載波頻率的限制，且無刷輪轂電機的反電勢并非正弦，而是介于正弦和梯形波之間，如圖2所示，矢量控制性能有所下降。

在制動過程中，可選用矢量制動控制算法或開環(huán)正弦波電壓制動控制方法。兩種算法都比六步換相制動方法平穩(wěn)且噪聲低，但矢量制動控制比開環(huán)正弦波電壓制動控制的回饋效率高。

輪轂電機采用的控制模式比較多，須根據(jù)加速踏板、制動踏板、擋位和電機轉(zhuǎn)速等選擇不同的控制模式，且控制模式之間還有切換。傳統(tǒng)的手動編程容易出錯，本文中的整車控制算法在Matlab/Simulink中實現(xiàn)，通過Stateflow工具箱來進行不同模式選擇及切換控制，算法通過自動代碼生成下載到MPC5633M單片機運行。最后給出一些典型工況的試驗結(jié)果，證明該方法的可行性，提高了整車控制系統(tǒng)的可靠性和靈活性。

1 永磁無刷電機六步換相控制策略

永磁無刷電機一般采用三相逆變電路控制，如圖3所示。三相逆變電路由6個開關(guān)器件組成，通過控制不同開關(guān)器件的開通和關(guān)斷來實現(xiàn)永磁無刷電機的驅(qū)動和制動控制。

圖4為永磁無刷電機的霍爾位置傳感器產(chǎn)生的3個信號。由圖可知，一個電周期將產(chǎn)生6種開關(guān)狀態(tài)，每個開關(guān)狀態(tài)持續(xù)60°電角度。當(dāng)其中任何一個信號發(fā)生跳變時便可以準(zhǔn)確測知轉(zhuǎn)子位置。

六步換相驅(qū)動控制根據(jù)霍爾開關(guān)信號確定開關(guān)管的導(dǎo)通。六步換相制動控制根據(jù)霍爾開關(guān)信號確定反電勢的狀態(tài)，當(dāng)A、B相之間的反電勢最大時，如果對T4進行PWM調(diào)制，則當(dāng)T4開通時，電流會從A相通過T4和續(xù)流二極管D6流到B相;當(dāng)T4關(guān)斷時，由于電感中的電流不能突變，電流會從A相經(jīng)過續(xù)流二極管D1流入電池，從而給電池充電，實現(xiàn)再生制動。六步換相控制的驅(qū)動和制動控制如表1所示。除上述的低邊調(diào)制制動控制外，還有高邊調(diào)制制動控制，控制效果同低邊調(diào)制制動控制;另外還有高低邊同時調(diào)制制動控制，控制效果好于高邊或低邊調(diào)制。

表1 六步換相控制的驅(qū)動和制動控制

2 永磁同步電機正弦波控制策略

2.1 永磁同步電機的數(shù)學(xué)模型［5］

永磁同步電機由abc坐標(biāo)系變換到dq坐標(biāo)系，且滿足功率不變約束的變換公式為

不計鐵芯飽和及鐵耗、三相電流對稱、轉(zhuǎn)子無阻尼繞組時，可得到dq坐標(biāo)系下永磁同步電機的數(shù)學(xué)模型為

電壓方程

式中:ud、uq為定子 d、q 軸電壓;id、iq為定子 d、q 軸電流;ψd為定子d軸磁鏈，包括定子d軸電流產(chǎn)生的磁鏈和永磁體產(chǎn)生的磁鏈;ψq為定子q軸磁鏈;Ld、Lq為定子繞組d、q軸電感;ω為轉(zhuǎn)子電角速度;ψf為永磁體產(chǎn)生的磁鏈;Ra為定子繞組相電阻;θ為轉(zhuǎn)子的位置角;p為電機極對數(shù)。

本文中所用的永磁輪轂電機屬于隱極電機，轉(zhuǎn)矩方程可簡化為

2.2 永磁同步電機的正弦波電壓控制

永磁同步電機的正弦波電壓控制是通過產(chǎn)生與轉(zhuǎn)子位置同步的正弦電壓來驅(qū)動電機運行。正弦波電壓一般通過空間矢量PWM(SVPWM)［6］產(chǎn)生，如圖5所示。它以三相正弦波電壓供電時交流電機的理想磁通軌跡為基準(zhǔn)，用逆變器的8種開關(guān)模式產(chǎn)生的實際磁通去逼近基準(zhǔn)磁通圓，使電機獲得幅值恒定的圓形磁場即正弦磁通，從而達(dá)到較高的控制性能。合成電壓的計算公式為

式中:Uref為參考電壓矢量;Ux、Uy為相鄰的電壓分矢量;U0為零電壓矢量;T為PWM周期;Tx、Ty分別為Ux、Uy的作用時間;T0為U0的作用時間。

實際控制中，載波頻率一般設(shè)置為10kHz，而PWM占空比只能一個周期(100μs)改變一次，因此電壓矢量不是理想的圓形磁場，而是一個接近圓形的多邊形磁場。低速情況下，這種現(xiàn)象影響并不顯著;但在高速情況下，空間電壓矢量會在較大的電角度(本文中可達(dá)9°)才改變一次，電壓矢量在相鄰兩個PWM周期由Uref變?yōu)閁ref1，如圖5所示，電壓矢量不連續(xù)，因此會產(chǎn)生一定的高頻諧波。

永磁同步電機的正弦波電壓控制直接根據(jù)轉(zhuǎn)子位置產(chǎn)生正弦電壓矢量，從而在定子中產(chǎn)生正弦電流。正弦波電壓控制無須檢測相電流的大小，與矢量控制相比，控制簡單，不能實現(xiàn)最大轉(zhuǎn)矩電流控制，在某些負(fù)載情況下，會產(chǎn)生較大的d軸電流，效率相對較低。

正弦波電壓控制可通過改變正弦電壓矢量的大小和相位來實現(xiàn)制動，在轉(zhuǎn)速不變的情況下，通過減小電壓矢量的大小甚至反向可實現(xiàn)制動控制。

與六步換相控制相比，開環(huán)正弦波電壓控制可產(chǎn)生正弦度較好的電流，沒有換相控制的轉(zhuǎn)矩波動問題，在低速情況下噪聲較小。

2.3 永磁同步電機的矢量控制

永磁同步電機的矢量控制是根據(jù)轉(zhuǎn)子位置將定子三相電流通過Clark和Park變換成隨轉(zhuǎn)子一起旋轉(zhuǎn)的兩相電流:d軸電流id和q軸電流iq。永磁同步電機驅(qū)動系統(tǒng)經(jīng)矢量變換后，系統(tǒng)在與轉(zhuǎn)子同步旋轉(zhuǎn)的d、q軸系下可實現(xiàn)電流解耦。由于表貼磁極的電機d、q軸電感相等，采用id_ref=0，控制iq_ref的大小可以實現(xiàn)最大轉(zhuǎn)矩電流控制，矢量控制框圖如圖6所示。永磁同步電機的反轉(zhuǎn)驅(qū)動和正轉(zhuǎn)制動可通過將iq的參考值設(shè)為負(fù)值來實現(xiàn)。

當(dāng)永磁同步電機d軸電流id_ref=0，電機轉(zhuǎn)速為正，即ω＞0時，穩(wěn)態(tài)情況下，式(2)變?yōu)?/p>

由式(7)可知，如果給定q軸電流iq＞0，根據(jù)輸入功率方程

此時P1＞0，輸入功率為正，根據(jù)式(5)轉(zhuǎn)矩方程，可得轉(zhuǎn)矩與轉(zhuǎn)速方向相同，電機處于驅(qū)動狀態(tài)，相量圖如圖7(a)所示，其中，U、E分別為電機電壓和反電勢矢量。

如果給定q軸電流-ωψf/Ra＜iq＜0，則 P1＜0，輸入功率為負(fù)，且轉(zhuǎn)矩與轉(zhuǎn)速反向，則表明電機處于制動能量回饋狀態(tài)，相量圖如圖7(b)所示;如果給定 q軸電流 iq＜ -ωψf/Ra，則 P1＞0，輸入功率為正，轉(zhuǎn)矩與轉(zhuǎn)速反向，則表明電機處于能耗制動狀態(tài)，相量圖如圖7(c)所示。

由以上分析可知，車輛向前行駛時，將q軸電流iq反向可以實現(xiàn)制動控制，制動能量是否回饋與給定q軸電流大小和電機轉(zhuǎn)速有關(guān)。當(dāng)電機轉(zhuǎn)速較高，給定q軸電流小于電機反電勢所能提供的最大制動電流時，可實現(xiàn)制動能量回饋。隨轉(zhuǎn)速下降，電機反電勢變小，當(dāng)其不能提供所需的制動電流時，將由電機電壓提供欠缺的制動電流，再生制動會過渡到能耗制動。

3 整車電機控制模式切換

由于車用工況的復(fù)雜性和為滿足舒適性的要求，電機的驅(qū)動和制動控制方式并不單一，考慮到整車故障診斷的要求，電機控制存在多種控制模式，控制模式之間需要切換。控制模式的切換邏輯如圖8所示。

整車電機控制主要有5種模式:自由狀態(tài)、正弦波電流控制向前驅(qū)動、六步換相控制向前驅(qū)動、前進制動和倒車驅(qū)動。其中，正弦波電流控制向前驅(qū)動可以是正弦波電壓控制或矢量控制。

在驅(qū)動控制中，低速情況下首選矢量控制。矢量控制須對電機電流進行精確檢測，如果電流傳感器出現(xiàn)故障可切換至正弦波電壓控制或六步換相控制。由于電機的反電勢并非正弦，而是介于正弦和梯形波之間，高速時矢量控制的空間電壓矢量產(chǎn)生的精度變差，而六步換相控制在高速的轉(zhuǎn)矩脈動可由整車的慣性濾除，魯棒性好，開關(guān)損耗低。因此可選用矢量控制或六步換相控制。

在制動控制中，矢量制動控制比正弦波電壓制動控制的制動效率高，可回饋能量多。二者與六步換相控制相比，具有制動噪聲低等優(yōu)點。

4 基于MPC5633M的全自動代碼生成

無刷輪轂電機的多模式控制要求整車控制根據(jù)加速踏板、制動踏板和擋位等信號選擇合適的控制算法，并輸出命令給輪轂電機控制器。整車控制模式的復(fù)雜性使手動編程很容易出錯，本文中采用了基于MPC5633M的全自動代碼生成技術(shù)，為整車控制算法(包括能量管理、動力學(xué)控制和故障診斷)提供了一個開發(fā)平臺［7］。通過將底層代碼封裝成Matlab/Simulink中的模塊庫，算法采用Simulink中的模塊搭建或采用S-function編寫，一鍵生成代碼并下載到MPC5633M中運行。

4.1 利用S-Function編寫底層驅(qū)動

S-function編寫采用了 Inlined S-Function，它為每個S-Function模塊提供相應(yīng)的TLC文件，使在自動代碼生成時，按照TLC文件里制定的規(guī)則去取代C MEX S-Function里的代碼，使生成的代碼能符合底層驅(qū)動的要求，同時又能與仿真時用戶的配置發(fā)生互動，即能根據(jù)用戶的配置來生成相應(yīng)的底層C代碼，進而相應(yīng)地配置底層寄存器。利用Inlined SFunction編寫底層驅(qū)動的示意圖如圖9所示。

4.2 編寫TLC文件控制自動代碼生成過程

MATLAB的實時工作間介紹了生成代碼的機理，整個過程如圖10所示。

首先，實時工作間(Real-Time Workshop)將Simulink模型轉(zhuǎn)換成ASCII型的描述型文件，即RTW文件，它以文本語言的形式來解釋模型的架構(gòu)，包含了整個模型的所有信息。

然后，目標(biāo)語言編譯器讀取RTW的內(nèi)容，獲得模型信息，接著按照一定的規(guī)范，根據(jù)模型信息生成C代碼。其中，這個規(guī)范由TLC文件制定，TLC文件有兩種類型:一種是系統(tǒng)級的TLC文件，另一種是針對每個特定模塊的TLC文件。其中，系統(tǒng)級的TLC文件決定了模型生成代碼的整體架構(gòu)，包括生成的所有.c文件和.h文件的數(shù)量、名稱和相互關(guān)系;而模塊級的TLC文件決定了由每個模塊生成的函數(shù)的具體算法和參數(shù)設(shè)置等信息，前面已經(jīng)用S-function編寫了MPC5633M底層驅(qū)動的Simulink模塊，現(xiàn)在還須針對每個模塊編寫TLC文件，以控制底層驅(qū)動模塊在自動代碼生成階段的算法輸出和用戶參數(shù)傳遞功能。

最后，Matlab還生成makefile文件，再調(diào)用外部編譯器，將生成的C代碼編譯成可執(zhí)行文件。由于本文中是針對 MPC5633M生成代碼，并不調(diào)用MATLAB指定的編譯器，而是調(diào)用Freescale公司編譯器Codewarrior來完成makefile文件的生成和編譯工作。

4.3 整車控制算法建模

整車控制算法主要包括信息采集、算法模型和控制指令輸出等部分，如圖11所示。

與底層相關(guān)的模塊有CAN初始化模塊、TTCAN接收與發(fā)送模塊、AD初始化模塊、AD模塊和GPIO模塊，主要采集加速踏板信號、制動踏板信號和擋位信號等，這些模塊都已封裝在Matlab/Simulink環(huán)境中，可直接使用。與上層算法有關(guān)的是整車控制模塊，接收底層的信號作為控制算法的輸入，控制算法的輸出通過時間觸發(fā)CAN(TTCAN)模塊發(fā)給各個輪轂電機控制器。

模式切換通過算法模型中的Stateflow工具箱來實現(xiàn)，如圖12所示。狀態(tài)切換算法根據(jù)加速踏板、制動踏板、擋位和電機轉(zhuǎn)速來確定整車工作模式，是整個算法的核心部分。整車工作模式通過TTCAN命令發(fā)送給各個電機控制器，電機控制器根據(jù)不同的整車工作模式選擇控制算法。

5 試驗結(jié)果

整車控制算法采用基于MPC5633M的全自動代碼生成技術(shù)，采集加速踏板、制動踏板和擋位等信號，信號經(jīng)過控制算法處理后，以TTCAN發(fā)送給輪轂電機控制器。輪轂電機控制器采用dsPIC30F4012控制芯片，接收整車控制器的CAN信息，根據(jù)整車控制器的命令選用不同控制算法。試驗中所用永磁無刷輪轂電機的參數(shù)見表2。

表2 永磁無刷輪轂電機參數(shù)

圖13為實車試驗時的正弦波電壓控制和六步換相控制算法間接切換的結(jié)果。其中，Mode代表控制模式，Mode=5是正弦波電壓驅(qū)動，Mode=0是電機自由運轉(zhuǎn)狀態(tài)，Mode=1是六步換相驅(qū)動，Mode=4是正弦波電壓制動控制。開始時駕駛員采用正弦波電壓驅(qū)動模式，當(dāng)駕駛員松開加速踏板時，電機工作在自由運轉(zhuǎn)模式，如果此時轉(zhuǎn)速高于360r/min，駕駛員再踩加速踏板時，電機控制模式將進入六步換相驅(qū)動模式。當(dāng)駕駛員松開加速踏板，踩下制動踏板時，電機進入正弦波電壓制動控制模式，直流側(cè)的電流idc由正值變?yōu)樨?fù)值，電流流向電池。

圖14為電機控制模式直接由正弦波電壓驅(qū)動模式切換至六步換相驅(qū)動模式瞬間的試驗結(jié)果。兩種電機控制算法切換時，為保證轉(zhuǎn)矩的平穩(wěn)過渡，采用基于轉(zhuǎn)速和加速踏板位置的轉(zhuǎn)矩標(biāo)定方法。它在相同轉(zhuǎn)速和加速踏板位置的情況下，雖然電機控制模式不同，但產(chǎn)生的驅(qū)動轉(zhuǎn)矩相等。在轉(zhuǎn)速達(dá)到480r/min時，電機控制模式開始切換。從圖中可以看出，電機控制切換瞬間即可完成，電流波形并沒有很大畸變，切換較平穩(wěn)。

圖15為驅(qū)動時矢量控制與六步換相驅(qū)動控制的切換結(jié)果，此處的Mode=5是電機采用矢量控制。其中，開始時駕駛員行駛在矢量控制驅(qū)動模式，當(dāng)駕駛員松開加速踏板時，電機工作在自由運轉(zhuǎn)模式，如果此時轉(zhuǎn)速高于360r/min，駕駛員再踩加速踏板時，電機控制模式將進入六步換相驅(qū)動模式。

圖16為六步換相驅(qū)動控制與矢量制動控制的切換結(jié)果。開始時駕駛員采用六步換相驅(qū)動模式，當(dāng)駕駛員松開加速踏板時，電機工作在自由運轉(zhuǎn)模式。當(dāng)駕駛員踩下制動踏板時，q軸電流變?yōu)樨?fù)值，產(chǎn)生制動轉(zhuǎn)矩，電機進入矢量制動控制模式。由于電機轉(zhuǎn)速較高，根據(jù)前面分析，產(chǎn)生的制動能量回饋電池，即電流idc流向電池。在電機由自由運轉(zhuǎn)模式進入矢量制動控制模式時，產(chǎn)生了電流尖峰，可通過增加前饋控制來解決。

矢量驅(qū)動控制可精確控制轉(zhuǎn)矩，六步換相控制可通過基于轉(zhuǎn)速和加速踏板位置的轉(zhuǎn)矩標(biāo)定方法實現(xiàn)對轉(zhuǎn)矩的準(zhǔn)確控制。由于兩種控制算法都可準(zhǔn)確控制轉(zhuǎn)矩，兩種控制模式的直接切換與正弦波電壓控制和六步換相控制直接切換結(jié)果相同，同樣可實現(xiàn)較平滑的過渡。

6 結(jié)論

根據(jù)四輪驅(qū)動輪轂電機電動汽車的電機控制須滿足經(jīng)濟性、安全性和舒適性等要求，本文中在傳統(tǒng)六步換相控制的基礎(chǔ)上，提出了一種電機多模式控制算法。驅(qū)動時低速采用正弦波電壓或矢量控制，高速采用矢量控制或六步換相控制;制動時采用正弦波電壓或矢量制動控制，很好地滿足了四輪驅(qū)動輪轂電機電動汽車的低噪聲、高效率和低成本的要求。電機多模式控制算法需要整車控制統(tǒng)一調(diào)度，整車控制算法通過采用全自動代碼生成技術(shù)，保證了整車控制系統(tǒng)的可靠性。

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