基于LCC的超聲波電動機驅動電路分析

傅 平

(閩江學院，福建福州350108)

0引 言

超聲波電動機［1-3］具有低速大力矩的特點，已在許多領域得到了應用，如鏡頭自動對焦、精密XY平臺等。超聲波電動機的二相驅動輸入在機械上相互耦合，因此轉子二相能量轉換過程中不可能完全相等，轉子的二相等效負載也不可能完全相等，隨工作情況的不同，其等效電路也會發生變化。

本文基于LCC的電路來驅動超聲波電動機。此電路工作在其幾何諧振頻率，超聲波電動機二相驅動輸入電壓基本不受電機品質因數變化的影響。與串聯或并聯LC諧振驅動電路相比，它只增加了二個電容。

1超聲波電動機驅動電路

基于LCC的超聲波電動機驅動電路示意圖如圖1所示。整個電路由半橋電路和二相LCC驅動電路組成。

圖1 二相半橋式LCC驅動電路

本文采用的超聲波電動機的工作頻率為49～52 kHz。實際開關元件的工作頻率為50～55 kHz，略高于其機械諧振頻率。開關元件的頻率由DSP控制器加以控制，DSP控制系統的框圖如圖2所示。其中PWM1～PWM4分別為驅動開關元件SW1～SW4的信號，PWM5～PWM6為驅動開關元件SW11～SW12的信號。

圖2 DSP控制系統框圖

2 LCC驅動電路分析

圖3(a)為單相(如A相)LCC驅動電路的等效電路圖，其中SW1和SW2為MOSFET場效應管，CSA為串聯諧振電容，CPA為CA與CA1的并聯等效電容，CSA=CA1+CA。

在以下分析之前，對有關器件作以下假設:①所有場效應管和二極管為理想器件;②電感、電容和變壓器為理想元件;③變換器采用變頻控制策略，同一橋臂開關管180°互補導通;④開關頻率高于諧振頻率，變換器工作在諧振電感電流連續模式。圖3給出了變換器穩態工作時的等效電路圖，各開關模態的工作情況描述如下:

(1) 開關模態Ⅰ(即［t0，t1］階段)，如圖 3(b)所示。設初始時刻為t0，在t0時刻之前，SW1關斷。C1對LSA、CSA放電。由于電感電流處于連續狀態，C2開始充電。當Vc1為零時，D1導通。由于C2的存在，使Vc2的變化速度變慢，減小了SW2的關斷損耗。

(2) 開關模態Ⅱ(即［t1，t2］階段)，如圖 3(c)所示。在t1時刻對SW1施加驅動信號。流過D1的電流減小到零。D1自然截止，為零電流關斷。SW1零電壓導通。在此過程中，能量從電源流向諧振電路。

(3) 開關模態Ⅲ(即［t2，t3］階段)，如圖 3(d)所示。在t2時刻之前SW1的驅動信號使其截止。C2對LSA、CSA放電。又由于電感電流的連續性，當Vc2為零時，D2導通。與開關模態Ⅰ類似，C1使SW1關斷損耗降低。

(4) 開關模態Ⅳ(即［t3，t4］階段)，如圖 3(e)所示。在t3時刻之前施加SW2的驅動信號。當SW2導通后，D2的電流減小到零，D2自然截止，SW2零電壓導通。在這個階段，能量存在于諧振電路中，向負載傳遞。輸出電壓vA由諧振電路產生。另外由于諧振電路的選頻性，vA為輸入方波信號的基波。

圖3 各開關狀態下的等效電路

3仿真分析

本文采用的電機為Φ30 mm行波型超聲波電動機，取 LSA=LSB=1．2 mH，CSA=CSB=CPA=CPB=CA+CA1=8 nF，其中CA1和CB1為電機靜止時的測量換算值。由電路分析計算可以得到其諧振頻率fs1=72．9 kHz，幾何頻率 fg=51．5 kHz。當 Q 取不同值且系統的開關頻率在［35，90］kHz時，圖4(a)、圖4(b)分別表示計算得到的LCC電路幅頻特性和相頻特性。由圖中可見，在整個頻率變化范圍內，系統的幅頻特性和相頻特性變化較大;當系統的開關頻率在幾何頻率fg附近時，即使品質因數變化較大，電路的幅頻特性和相頻特性變化也不大。當工作頻率設計為50～52．8 kHz之間變化，圖4中的一部分經放大后在圖5中顯示。在此變化范圍內，圖5(a)的幅頻特性變化范圍小于3．5%。另一方面，超聲波電動機工作時其驅動系統的品質因數一般都大于10，由圖5(b)可以得到系統的相位變化小于2°。因此二相輸出電壓vA、vB基本相等，超聲波電動機運行時可以獲得較好的動態性能。

當電機轉速為250 r/min時，經測試其等效電容 CA1、CB1變為2．7 nF，由此可以得到圖 6(a)、圖 6(b)的幅頻特性和相頻特性。從圖中可見，當品質因數Q變化范圍較大時，電機在幾何頻率附近的幅頻特性和相頻特性變化小于4%。因此，當超聲波電動機工作導致等效電路參數發生變化時，電機也可以保持較好的動態性能。

圖6 參數變化時LCC電路的幅頻特性和相頻特性

4實驗結果分析

實驗使用的電機為Φ30 mm行波型超聲波電動機，半橋電路的輸入電壓Vd=230 V(DC)，LSA=LSB=1．2 mH。

圖7為LCC驅動電路實物圖。圖8～圖10中vA、vB為電機二相驅動電壓，UDS為開關元件漏極與源極的電壓差(即半橋電路的輸入電壓)。圖8是LCC電路開關頻率fs設為48 kHz時驅動電路的輸出波形，圖8(a)、圖8(c)中驅動電壓 vA落后 vB90°，此時轉速為零，驅動電壓峰峰值VPP為294 V;圖8(b)、圖8(d)中驅動電壓vA超前vB90°，此時轉速為零，驅動電壓峰峰值VPP為292 V。從圖中可以看出，其二相驅動電壓基本一致，而且由圖8(a)可見vA與半橋電路輸入電壓的相位差為0°，圖8(b)的情形與此類似。

圖9是開關頻率fg設為50 kHz時LCC驅動電路的輸出波形，與圖8類似，圖9(a)、圖9(c)中驅動電壓vA落后vB90°，此時轉速為180 r/min，驅動電壓峰峰值VPP為296 V;圖9(b)、圖9(d)中驅動電壓vA超前vB90°，此時轉速為183 r/min，驅動電壓峰峰值VPP為298 V，此時vA與半橋電路輸入電壓的相位差約為1°。

圖9 fs=50 kHz驅動電路輸出波形

圖10為fs取51．5 kHz且電機帶0．02 N·m負載時驅動電路的輸出波形。圖10(a)、圖10(c)中驅動電壓vA落后vB90°，此時轉速為100 r/min，驅動電壓峰峰值VPP為296 V。圖10(b)、圖10(d)中驅動電壓vA超前vB90°，此時轉速為98 r/min，驅動電壓峰峰值VPP為294 V，vA與半橋電路輸入電壓的相位差為0°。由圖8～圖10可見，其二相驅動電壓vA、vB基本相等且在仿真的幅度特性誤差范圍之內，即驅動電壓基本不受驅動頻率的影響，只由半橋電路的輸入電壓Vd控制，交流增益相位角與理論計算基本一致。

圖10 fs=51．5 kHz驅動電路輸出波形

在上述驅動頻率下經測算得到的品質因數如表1所示。

表1 不同頻率時的品質因數

5結 語

本文從基于LCC的超聲波電動機驅動電路出發，分析了LCC驅動電路開關模態的工作情況，然后通過仿真和實驗加以驗證，其結果與理論分析一致:在LCC驅動電路的幾何頻率附近區間內，驅動電路輸出電壓的幅度基本不受電路品質因數變化的影響。實驗結果也驗證了此電路的有效性。

基于LCC的超聲波電動機驅動電路為超聲波電動機驅動提供了一種有效的思路，為電機控制性能的提升打下了基礎。

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