一種在LTE-Advanced載波聚合下降低CM的方法

王文濤,史治平,曾慶展,胡紫嘉,梁春麗

（1.電子科技大學(xué) 通信抗干擾技術(shù)國(guó)家級(jí)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，四川 成都 611731;2.中興通信技術(shù)有限公司,廣東 深圳518083）

載波聚合技術(shù)[1-3]是LTE-Advanced標(biāo)準(zhǔn)的一個(gè)重要特性。在載波聚合下PAPR/CM會(huì)嚴(yán)重惡化。該問題的引起一方面是因?yàn)檩d波聚合下的多個(gè)成員載波做一個(gè)FFT/IFFT，峰值出現(xiàn)的概率和幅度會(huì)因?yàn)轭l域變換點(diǎn)數(shù)增多而變高，另一方面則是載波聚合下導(dǎo)頻序列的重復(fù)出現(xiàn)。LTE-Advanced需要對(duì)LTE保持良好的后向兼容性，這就要求LTE-Advanced保持LTE中設(shè)計(jì)的導(dǎo)頻序列產(chǎn)生方式。在載波聚合下，多個(gè)成員載波可能會(huì)使用相同的序列，頻域上重復(fù)出現(xiàn)的序列經(jīng)過IFFT變換之后容易產(chǎn)生較高峰值和CM。

LTE中采用CM來表征功放功率效率的降低[1，4]。在放大器電路中，放大增益的非線性分量是產(chǎn)生信道鄰道泄漏比(ACLR)的主要原因。功放輸出信號(hào)v0(t)=G1v1(t)+G3[v1(t)]3由兩項(xiàng)構(gòu)成：一項(xiàng)與 v1(t)成正比，另一項(xiàng)與 v1(t)的立方成正比。此立方項(xiàng)是造成信道失真、三次諧波，從而造成帶內(nèi)干擾和鄰道干擾的原因。因此，用CM值直接衡量這個(gè)立方項(xiàng)是比PAPR更直接、更準(zhǔn)確的衡量方法。

本文介紹了一種選擇相位旋轉(zhuǎn)法，該方法能夠解決LTE-A下由重復(fù)序列引起的CM問題。通過基于導(dǎo)頻序列選擇最優(yōu)相位旋轉(zhuǎn)組合，在子幀內(nèi)各個(gè)成員載波上添加相應(yīng)的相位旋轉(zhuǎn)來實(shí)現(xiàn)降低發(fā)射信號(hào)的CM，并且該方法不需要接收端做其他處理。

1 LTE中的導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)

1.1 下行導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)

LTE下行有廣播信道導(dǎo)頻、用戶專用導(dǎo)頻和小區(qū)專用導(dǎo)頻，通常情況下主要用到的小區(qū)專用導(dǎo)頻如圖1所示。

以單天線為例，對(duì)于天線端口0，下行導(dǎo)頻分布在一個(gè)子幀14個(gè)符號(hào) (如無(wú)特殊說明則都是在常規(guī)CP下)中的4個(gè)符號(hào)，并且在這幾個(gè)符號(hào)內(nèi)與下行控制信道（PDCCH）、下行共享信道（PDSCH）頻分復(fù)用。

下行導(dǎo)頻序列都由長(zhǎng)度為31的gold序列定義，gold序列產(chǎn)生器包含兩個(gè)長(zhǎng)度為31的m序列產(chǎn)生器，輸出序列 c(n)為：

其中，Nc=1 600，x1的初始序列是固定的，x2的初始序列通過小區(qū)標(biāo)識(shí)cell_id來確定。

1.2 上行導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)

LTE的上行導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)如圖2所示，在時(shí)域上，導(dǎo)頻位于每個(gè)子幀的第4和第11個(gè)符號(hào)，頻域上占滿UE所有的發(fā)射帶寬。

當(dāng)PUSCH分配的資源塊數(shù)目大于3、導(dǎo)頻序列長(zhǎng)度大于36時(shí)，上行導(dǎo)頻使用的是Zadoff-Chu序列，ru,v(n)的生成方式如下：

2 載波聚合對(duì)CM的影響

LTE-Advanced需要保持LTE設(shè)計(jì)的導(dǎo)頻序列產(chǎn)生方式。多個(gè)成員載波生成的參數(shù)可以考慮兩種假設(shè)，一是先在一個(gè)成員載波上進(jìn)行接入并配置RRC參數(shù)，通過這個(gè)成員載波的控制信息通知UE其他成員載波配置的參數(shù)，這樣可以避免出現(xiàn)重復(fù)序列，但會(huì)增加RRC控制信息；另一種是假設(shè)一個(gè)物理小區(qū)內(nèi)使用相同的導(dǎo)頻參數(shù)配置，不過容易產(chǎn)生較高峰值和CM[5-6]。

削峰是降低PAPR/CM最常見的方法，但載波聚合下的峰值問題主要是由導(dǎo)頻在頻域重復(fù)出現(xiàn)引起的。若通過削峰降低導(dǎo)頻符號(hào)的CM，必然會(huì)引起導(dǎo)頻的嚴(yán)重失真從而影響系統(tǒng)的整體性能。下面介紹一種載波聚合下降低CM而不引入噪聲的方法。

3 選擇相位旋轉(zhuǎn)

3.1 原理介紹

部分傳輸序列是一種常見的無(wú)附加噪聲的優(yōu)化方法，但由于其需要傳輸一定的附加信息來告知接收端數(shù)據(jù)塊分組和所選擇的旋轉(zhuǎn)相位因子，因而無(wú)法在LTE下使用。但在載波聚合下，成員載波提供了一種天然的子塊劃分方法，把整個(gè)帶寬的數(shù)據(jù)看成是一個(gè)數(shù)據(jù)塊，各個(gè)成員載波當(dāng)作子塊[7]。

因?yàn)長(zhǎng)TE中使用的是星狀導(dǎo)頻，只有部分OFDM符號(hào)中有導(dǎo)頻，無(wú)導(dǎo)頻的符號(hào)只能通過時(shí)域插值來估計(jì)信道。如果一個(gè)子幀內(nèi)各個(gè)符號(hào)的旋轉(zhuǎn)因子組合不一樣，則接收端的用戶設(shè)備就不能解調(diào)非導(dǎo)頻符號(hào)的數(shù)據(jù)。因此，必須使整個(gè)子幀的所有符號(hào)都乘上相同的旋轉(zhuǎn)因子組合，并且旋轉(zhuǎn)因子在導(dǎo)頻映射之后再相乘，這樣旋轉(zhuǎn)因子才能通過導(dǎo)頻告知接收端。

對(duì)各個(gè)成員載波分別乘上一個(gè)幅度為1的相位因子ki,其中i是成員載波的標(biāo)號(hào)，ki在一個(gè)有限的集合內(nèi)選擇 ，ki∈(θ1,θ2， … ,θn-1,θn),通過選擇最優(yōu)的相位因子組合K，盡可能降低時(shí)域信號(hào)的PAPR/CM。這里主要包含兩個(gè)問題：(1)怎樣將發(fā)送端選擇的最優(yōu)K告知接收端，因?yàn)榻邮斩诵枰老辔灰蜃硬拍芙庹{(diào);(2)怎樣選擇PAPR最低的K組合，即：Kopt=min(CM(x(K)))。

對(duì)于問題(1)，如圖3和圖4，相位旋轉(zhuǎn)信息可通過導(dǎo)頻傳到接收端，只需要對(duì)一個(gè)成員載波的數(shù)據(jù)和導(dǎo)頻添加相同的相位因子。對(duì)多個(gè)成員載波只做一個(gè)IFFT的情況，收發(fā)端可以表示為：Y=H×U×X+N,其中，旋轉(zhuǎn)相位因子矩陣表示為：U=kron(ones(sizeof_compornent_carrier),diag(Kopt)),H是原始的頻域信道對(duì)角矩陣，而經(jīng)過旋轉(zhuǎn)相位加擾之后，接收端可以把H×U看作是等效信道矩陣。

3.2 相位因子選擇

基于導(dǎo)頻選擇旋轉(zhuǎn)因子的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是導(dǎo)頻能先于其他信道產(chǎn)生，不會(huì)提高基帶的處理延時(shí)。若對(duì)所有數(shù)據(jù)都映射到資源粒子后再做旋轉(zhuǎn)因子選擇，既增加了復(fù)雜度，又會(huì)增加基帶處理時(shí)延。因?yàn)閷?dǎo)致CM上升的主要是導(dǎo)頻，所以通過導(dǎo)頻來選擇相位因子，既可以降低選擇的復(fù)雜度，也可以降低對(duì)處理時(shí)延的要求。

對(duì)于上行，由于子幀內(nèi)導(dǎo)頻所在的第 4、11個(gè)符號(hào)在多個(gè)成員載波上可能會(huì)出現(xiàn)重復(fù)序列，峰值和CM就可能高于其他符號(hào)，因此以導(dǎo)頻所在符號(hào)作為選擇最優(yōu)旋轉(zhuǎn)相位組合的條件，先把各個(gè)成員載波的導(dǎo)頻序列映射到導(dǎo)頻符號(hào)中，然后遍歷所有的旋轉(zhuǎn)因子組合，分別計(jì)算每種組合下導(dǎo)頻符號(hào)的CM值。對(duì)每種組合的兩個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)進(jìn)行IFFT變換到時(shí)域，找出時(shí)域峰值最小時(shí)對(duì)應(yīng)的那一組旋轉(zhuǎn)因子組合K作為找到的近似最優(yōu)旋轉(zhuǎn)因子組合。

下行在把導(dǎo)頻序列映射到導(dǎo)頻符號(hào)時(shí)，只映射符號(hào)中導(dǎo)頻對(duì)應(yīng)的位置，其他共享信道數(shù)據(jù)位置填零。與上行一樣，通過遍歷旋轉(zhuǎn)因子，對(duì)每一種旋轉(zhuǎn)因子組合對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)做IFFT變換到時(shí)域并找出CM值最小的組合K。但對(duì)于下行閉環(huán)空分復(fù)用的情況，由于各個(gè)天線在同一成員載波的因子不一樣，UE無(wú)法區(qū)分等效信道和原始信道，這就可能把等效信道認(rèn)為原始信道并反饋不準(zhǔn)確的 PMI。

接收端解調(diào)時(shí),只需把旋轉(zhuǎn)因子和原始信道的乘積看作等效信道，再用估計(jì)出的等效信道接共享信道，就可以解出共享信道的數(shù)據(jù)。

3.3 操作流程

(1)產(chǎn)生導(dǎo)頻序列后，按照上/下行導(dǎo)頻映射方式，把導(dǎo)頻序列映射到導(dǎo)頻符號(hào)中，對(duì)于下行導(dǎo)頻符號(hào)中的非導(dǎo)頻資源粒子填零；

(2)遍歷每一種相位旋轉(zhuǎn)因子組合，把旋轉(zhuǎn)因子乘以對(duì)應(yīng)的成員載波再做IFFT變換，選擇CM值最小的那一組旋轉(zhuǎn)因子組合；

(3)把最優(yōu)組合應(yīng)用到子幀傳輸中，完成資源映射后，分別乘以對(duì)應(yīng)的相位因子。

3.4 性能仿真和分析

由圖5和圖6的仿真性能圖可以看到以下幾點(diǎn)：

(1)導(dǎo)頻符號(hào)的CM大大高出整幀的CM，證明了載波聚合的導(dǎo)頻對(duì)CM的影響。

(2)下行重復(fù)導(dǎo)頻是增加CM的重要原因。

(3)隨著成員載波數(shù)增加，不僅原始信號(hào)的CM會(huì)逐漸增加，而且通過相位旋轉(zhuǎn)處理獲得的增益同樣增加。較多的成員載波為相位旋轉(zhuǎn)算法提供了更多的靈活度和可優(yōu)化空間。

(4)只根據(jù)導(dǎo)頻選擇旋轉(zhuǎn)因子完全可以得到基于全數(shù)據(jù)選擇達(dá)到的效果，并且導(dǎo)頻序列提前可以預(yù)判，因此不受處理延時(shí)的限制。

上行仿真結(jié)果如圖7所示，可以得到與下行類似的結(jié)論，不過上行隨成員載波數(shù)的增加CM惡化比較嚴(yán)重，這是由于上行導(dǎo)頻集中在完整的符號(hào)中造成的。從圖中可以看出，在 1個(gè)和 2個(gè) CC（成員載波）的情況下旋轉(zhuǎn)和不旋轉(zhuǎn)情況下的CM基本相同（曲線趨于一致），但經(jīng)過相位旋轉(zhuǎn)處理以后，即使隨著CC的增加，最差的情況下CM也不會(huì)超過3.6 dB，相比于不作處理的4.4 dB得到了很大的優(yōu)化。

本文主要介紹了一種在載波聚合下降低由重復(fù)導(dǎo)頻引起的CM過高問題的方法——選擇旋轉(zhuǎn)相位方法。通過仿真證明，在成員載波數(shù)較多的情況下，此方法可以有效降低信號(hào)的CM。

[1]沈嘉.3GPP長(zhǎng)期演進(jìn)（LTE）技術(shù)原理與系統(tǒng)設(shè)計(jì)[M].北京：人民郵電出版社,2008.

[2]Huawei.3GPP R1-082448，Carrier aggregation in Advanced E-UTRA Warsaw Poland,June 2008.

[3]San Francisco.3GPP R1-091809.Component carrier structures,May 2009.

[4]Motorola.Cubic Metric in 3GPP-LTE,3GPP TSG RAN,R1-060023.

[5]Huawei.DL/UL Asymmetric Carrier aggregation.3GPP TSG RAN,R1-083706.

[6]Samsung.DL RS for carrier aggregation with reduced PAPR.3GPP TSG RAN,R1-091239.

[7]3GPP TR36.211 V10.0.0.Physical Channel and Modulation,Release 10,January,2011.