基于DSPIC數字控制器的LLC諧振變換器設計

劉江華，王國建，李曉燕，齊懷軒

（天津電氣傳動設計研究所，天津 300180）

1 引言

在電源設計中，對大功率密度和小尺寸的要求越來越高，迫切需要提高開關頻率和轉換效率來實現此目的。然而，這兩種方法同時實施并不容易。傳統PWM電源結構，在較高的開關頻率（大于100kHz）能縮小無源器件的體積，卻導致功率器件開關損耗急劇增加，效率降低，需要更大的散熱器，不能明顯縮小整機體積。另外，由寄生元件引起的EMI噪聲也限制了高頻工作。因此必須采用更先進的電源拓撲結構，目的是實現功率器件的軟開關，并減少高頻條件下的開關損耗。LLC諧振電路結構就是為了解決以上問題而出現的，是實現軟開關所需元件最少、近年來百瓦功率級比較流行的方案。

本文提供的LLC變換器采用DSPIC數字控制器來實現。數字控制的優勢是提供了很強的適應性與靈活性，具備直接監視、處理并適應系統條件的能力，能夠滿足幾乎任何電源要求，還可通過遠程診斷以確保持續的系統可靠性，實現故障管理、過電壓（流）保護、自動冗余等功能，系統的復雜性并不隨功能的增加而增加過多，外圍器件很少。相對模擬控制技術，數字控制的獨特優勢還包括在線可編程能力、更先進的控制算法、更好的效率優化、更高的操作精確度和可靠性、優秀的系統管理和互聯功能。數字電源具有以上優勢使得電源的調試和維護變得更輕松。

2 LLC變換器原理

對比常規諧振器，LLC型諧振變換器具有許多優點：

1）它可以在輸入和負載大范圍變化的情況下調節輸出，并且開關頻率變化相對很小；

2）功率器件在整個工作范圍內（甚至是空載），可以實現零電壓開關（ZVS）；

3）所有寄生元件，包括所有半導體器件的結電容和變壓器的漏磁電感和激磁電感，都可以作為諧振元件用于實現主電路的軟開關，同時減少了寄生元件的振蕩，降低電磁干擾。

一般來說，LLC諧振拓撲包括半橋逆變電路、諧振電路、整流濾波電路3部分，如圖1所示。

圖1 LLC諧振變換器Fig.1 LLC resonant converter

半橋逆變電路：通過50%占空比（原理分析時忽略死區時間）的驅動信號交替開關Q1和Q2，這樣就產生一方波電壓施加在Cr，Lr及Lm的串聯體即諧振電路輸入端。

諧振電路：包括1個電容器Cr，變壓器的漏磁電感Lr和激磁電感Lm。諧振網絡可以過濾掉高次諧波電流。因此，即使方波電壓施加在諧振網絡輸入端，基本上也只有正弦電流允許流經諧振網絡。電流（Ip）滯后于施加在諧振網絡的電壓（方波電壓的基波施加到半橋上），這就可以實現零電壓開啟 MOSFET。

整流濾波電路：通過整流二極管和電容器調整交流電，輸出直流電壓。整流電路可設計成1個帶有電容輸出濾波器的全波橋或中心抽頭結構的全波整流。

LLC變換器有2個諧振頻率，由Cr，Lr構成的諧振頻率f1，由Cr，Lr，Lm構成的諧振頻率f2，f1＞f2。一般工作于3種模式：等于諧振頻率f1、低于諧振頻率f1（f2＜f＜f1）以及高于諧振頻率f1。下面介紹LLC變換器各個模式下的工作原理。

2.1 f＝f1

t＜t0時段，如圖2所示。下半橋臂Q2導通，整流二極管D4正向導通，電容C1兩端的電壓等于輸入電壓Vdc。

圖2 t＜t0時，LLC變換器工作原理Fig.2 Working principle of LLC converter when t＜t0

t0＜t＜t1時段，如圖3所示。t0時刻，Q2開始關斷，Q1和Q2都處于關斷狀態（即為死區時期），整流二極管D3和D4都反向偏置。此時段在副邊，負載電流由輸出電容Co提供。在原邊，勵磁電流反向流動，對C1放電及對C2充電，C1兩端電壓下降，C2兩端電壓上升。勵磁電流必須設計足夠大，在t1時刻之前完成C1，C2的充放電才可以實現Q1的零電壓開通。

圖3 t0＜t＜t1時，LLC變換器工作原理Fig.3 Working principle of LLC converter when t0＜t＜t1

t1＜t＜t2時段，如圖4所示。上橋臂Q1開始導通，但是勵磁電流還處于反向流動，Q1的體內二極管正向偏置。輸出整流二極管D3正向偏置。在t1時刻，C1兩端電壓近似為0，Q1在此刻導通實現零電壓開通。

圖4 t1＜t＜t2時，LLC變換器工作原理Fig.4 Working principle of LLC converter when t1＜t＜t2

t2＜t＜t3時段，如圖5所示。上橋臂Q1和整流二極管D3都處于導通狀態，實現功率由原邊傳遞給副邊。諧振電流由輸入電源提供，勵磁電流由通過變壓器變比折算到原邊的副邊電壓產生，勵磁電感被鉗位至此電壓，因此勵磁電流線性增加。在變壓器原邊流動的正弦波電流在副邊也產生了與變比相對應的正弦波電流，在此開關周期的末端，流過D3的電流等于零，因此副邊二極管實現了零電流關斷。

圖5 t2＜t＜t3時，LLC變換器工作原理Fig.5 Working principle of LLC converter when t2＜t＜t3

t3＜t＜t4時段，如圖6所示。諧振電流等于勵磁電流，C1充電，C2放電，C1兩端電壓上升，C2兩端電壓下降。在t4時刻之前完成C1，C2的充放電實現Q2的零電壓開通。

圖6 t3＜t＜t4時，LLC變換器工作原理Fig.6 Working principle of LLC converter when t3＜t＜t4

LLC變換器下半周期的工作狀態和上半周期類似。圖7為此種工作模式下的工作波形圖。

圖7 t0＜t＜t4時，工作波形Fig.7 Working waveforms when t0＜t＜t4

2.2 f2＜f＜f1

LLC變換器開關頻率低于諧振頻率f1的工作原理與等于諧振頻率的工作原理相似，在此只分析其不同點。當開關頻率低于諧振頻率時，諧振回路的正弦基波電流的周期比開關頻率的周期短，如圖8、圖9所示。

圖8 tx＜t＜t4時，LLC變換器工作原理Fig.8 Working principle of LLC converter when tx＜t＜t4

圖9 tx＜t＜t4時，工作波形Fig.9 Working waveforms when tx＜t＜t4

在開關半周期結束前（tx－t4區間），諧振電流等于勵磁電流。tx時刻，在原邊流動的是勵磁電流。在此勵磁電流的作用下，C1充電，電壓上升，C2放電，其電壓下降，在死區結束之前完成C1，C2的充放電過程即可實現下橋臂Q2的零電壓開通。

2.3 f1＜f

如圖10所示。當LLC處于開關頻率高于諧振頻率的工作狀態時，諧振電流的周期比開關頻率的周期長，在半個開關周期結束時（t3時刻），諧振電流比勵磁電流要大。在t4時刻，諧振電流迅速降低，在死區結束前等于勵磁電流。在t3＜t＜t4區間，有大于或等于勵磁電流的諧振電流在流動，C1充電，電壓上升，C2放電，電壓下降，在死區結束之前完成C1，C2的充放電過程即可實現下橋臂Q2的零電壓開通。

圖10 f1＜f時，工作變形Fig.10 Working waveforms when f1＜f

3 DSPIC數字控制器

Microchip公司的dsPIC SMPS DSC器件是專門用于幫助設計者實現數字開關系統而設計的。此類器件是基于成熟的dsPIC30F系列器件的16位處理器，由以下3個主模塊構成：16位MCU、數字信號處理器內核（DSP）、智能電源外設（IPP）。其中IPP主要由3個外設組成：高速PWM發生器、高速10位模數轉換器和高速模擬比較器。以上3種外設高度互連，它們互相協作就可產生和控制PWM輸出波形而無須CPU的直接干預。

高速PWM發生器。占空比分辨率高至1.04ns，通過配置，PWM可在10種不同的模式下運行：標準邊沿對齊PWM、互補PWM、推挽式PWM、多相PWM、移相PWM、固定關斷或導通時間PWM、電流復位PWM、電流限制PWM及獨立時基PWM。基本滿足現有開關電源拓撲結構的設計。

高速模數轉換器。10位分辨率，電壓3.3V時具有2個逐次逼近寄存器的器件，其ADC的轉換速度為4MSPS，可同時轉換一對模擬輸入。非常適合需要同時采集電壓和電流的開關電源系統。

高速模擬比較器。提供了一種對電源電壓和電流進行監視的方法，每個比較器帶有專用的10位數模轉換器，用于將數字給定量轉換成模擬量，然后作為直接采集進比較器的模擬量（一般是電壓或電流）的給定值。模擬比較器提供了高速操作，典型延時為20ns。非常適合用于過流及過壓保護功能。

時鐘選擇。dsPIC SMPS DSC器件的系統時鐘最高可達40MHz（即單指令周期為25ns），PWM發生器和AD轉換器的時鐘可高達120 MHz。在器件對頻率要求高的場合可選用外部晶振，一般應用場合可選用內部快速振蕩器，降低成本。內部快速振蕩器經16倍頻后也可提供約40MHz的系統時鐘。

4 硬件設計

本文設計的數字LLC變換器如圖11所示，邏輯上可分為2部分：LLC變換器、輔助電源。輔助電源由單端反激變換器和Buck電路構成。單端反激變換器從高壓輸入側取能，變換出隔離的12V直流電源用于給隔離驅動器及檢測電路供電，Buck電路從單端反激變換器取能并變換出3.3V直流電源用于給數字控制器供電。LLC變換器由主電路和控制電路構成，數字控制器采集輸出電壓和輸入電流經數字閉環處理后通過PWM1H和PWM1L來驅動逆變半橋，數字控制器通過UART串口還可以和上位機交換數據。數字控制器采用了DSPIC33FJ的GS系列。變換器開關頻率設計為200kHz，一方面可以縮小無源器件的體積，另一方面可以讓CPU執行復雜的閉環運算及輔助功能。變換器的設計參數如下所述：輸入電壓范圍Vin為DC 350～450V；輸出功率Pout為200W；輸出電壓為12V；諧振頻率為200kHz；額定輸入電壓Vdcmon為DC 400V；最大工作頻率fmax為230kHz；死區時間TD為270 ns。下面簡要介紹其設計方法。

圖11 LLC諧振變換器系統框圖Fig.11 The constructure of the LLC resonant converter system

由于變換器的工作頻率比較高，一般采用具有高頻特性的功率MOSFETS，因為半橋逆變電路交替導通，不導通的MOSFET漏源極電壓被鉗位到輸入電壓，而輸入電壓范圍是DC 350～450V，為安全起見，須選用擊穿電壓為DC 600～700V的MOSFET。電源的輸出功率Pout為200 W，假設95%的效率，Pin＝Pout／0.95＝210W。又因為

因此根據下面公式計算可選擇電流為10A左右的MOSFETS即可

式中：Pin為輸入功率；Vin.min為最低輸入電壓，與Vdc.min相等；Ipk.max為原邊峰值電流最大值。

根據基波近似原理分析后按如下步驟可計算LLC變換器的關鍵參數。

1）根據額定輸入電壓Vdcnom和輸出電壓Vout計算變壓器理論變比：

2）根據輸入電壓上限Vdc.max及下限Vdc.min來計算最大和最小增益M：

式中：Mmax，Mmin分別為最大、最小增益。

3）計算最大歸一化工作頻率fnmax：

4）計算折算到變壓器原邊有效負載阻抗Rac：

5）變換器在零負載和最高輸入電壓下工作于最高頻率，因此計算電感變比λ得：

式中：λ為諧振電感Lr和勵磁電感Lm的比值。

6）計算在最低輸入電壓及滿載情況下變換器可實現ZVS的最大Q值：

式中：Q為品質因數。

7）計算在最高輸入電壓及零載情況下變換器可實現ZVS的最大Q值：

式中：Czvs為半橋MOSFET的輸出結電容。

8）根據下面的公式選擇最大Q值，可滿足全范圍內的ZVS：

9）變換器在最低輸入電壓和滿載情況下工作于最低頻率，可計算：

10）最后計算諧振回路特性阻抗及關鍵參數：

式中：Zo為諧振回路的特性阻抗。

最后計算變壓器實際變比nt：

根據上述公式計算得出本LLC變換器的關鍵參數如下：n＝16.67；Mmax＝1.143；Mmin＝0.889；fn.max＝1.15；Rac＝162.34R；λ＝0.512；Qzvs1＝1.0652；Qzvs2＝1.196；Qzvs＝1.0652；fmin＝168kHz；Zo＝172.92；Cr＝4.6nF；Lr＝138μH；Lm＝269.5μH；nt＝20.5；Czvs＝350pF。

5 軟件設計

LLC變換器的軟件設計方框圖如圖12所示，共有5個子程序：初始化、軟啟動、MAIN主函數循環、中斷及故障處理等子程序。

圖12 程序設計方框圖Fig.12 Block diagram of the program

初始化子程序：在此程序中，初始化所有的主系統操作和外設。因為LLC諧振變換器是調頻控制的，對頻率比較敏感，因此DSPIC控制器需要1個外置的晶振以獲得全溫度范圍內穩定度比較高的系統時鐘。通過采用7.37M的外部晶振和設置內部主PLL及輔助PLL倍頻，為控制器提供40MHz的系統時鐘及為PWM發生器和AD轉換器時鐘提供約118MHz的時鐘。此電源使用了1個PWM通道，用于驅動半橋2個MOSFET，初始化PWM如下：初始化死區時間、約50%的占空比、PWM輸出模式為主時基互補模式、每4個PWM周期產生1次AD觸發中斷。使用了2個AD轉換器通道AN0和AN1，分別用于采集諧振電流和輸出電壓。

軟啟動子程序。軟啟動功能為了實現在電源剛啟動時可以控制電源的輸出電壓由0線性增加至額定值附近。因此電源剛啟動時，占空比固定設置成50%減去死區時間，頻率由約300kHz逐漸降低至額定值（400V時為200kHz）。

中斷子程序。主要是AD觸發中斷子程序（過流、過壓等保護功能也可用中斷程序完成），負責采集輸出電壓，執行PI調節（將輸出電壓作為PI調節器的輸入）。PI調節的輸出是新的頻率值（也即主時基周期寄存器PTPER的值），用于更新LLC變換器的開關頻率。在軟啟動期間，PI調節器關閉，輸出電壓仍然由AD轉換器監控。

故障管理。在主函數中連續地檢測過壓或過流等故障，一旦檢測到故障時轉到相應的故障處理子程序。為了避免噪聲的干擾，主函數中采用了定時器，計時到一定值時，如果故障信號達到期望值才認為是真正的故障。

6 仿真結果

圖13為Matlab仿真原理圖。圖14為變壓器副邊輸出電壓及電流波形。圖15為仿真過程中的驅動波形。

圖13 Matlab仿真原理圖Fig.13 Emulation of the LLC in Matlab

圖14 變壓器副邊輸出電壓及電流Fig.14 Output of the transformer

圖15 MOS管驅動波形Fig.15 The driver diagram of the MOSFET

7 結論

本文詳述了一個采用DSPIC數字控制器制作LLC諧振變換器的設計方法。文中敘述的LLC變換器可以利用諧振元件分別實現逆變半橋功率管及副邊整流二極管的零電壓開通和零電流關斷，提高了變換器的效率（可做到96%）。因此，在無須加大散熱器的條件下，可通過提高變換器的開關頻率來減小無源器件的體積，從而提高整機的功率密度。同時由于主回路中的寄生參數都參與了諧振，降低了由寄生參數振動而產生的噪聲。

LLC變換器實現數字化控制以后，其維護及調試也變得很輕松，并且軟件的移植性高，只需通過軟件修改參數即可應用于不同的電源結構，縮短了電源產品的研發周期。

［1］張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計［M］.北京：電子工業出版社，2004.

［2］劉和平.DSPIC通用數字信號控制器原理及應用－基于DSPIC30F系列［M］.北京：北京航空航天大學出版社，2007.

［3］何禮高.dsPIC30F電機與電源系列數字信號控制器原理與應用［M］.北京：北京航空航天大學出版社，2007.

［4］Yang Bo，Lee F C，Zhang A J，et al.LLC Resonant Converter for Front end DC／DC Conversion［C］∥IEEE APEC Proceedings，2002：1108－1112.

［5］Liang Yan，Liu Wenduo，Lu Bing，et al.Design of Integrated Passive Componet for a 1MHz 1kW Halfbridge LLC Resonant Converter［C］∥IEEE Industry Applications Conference，2005：2223－2228.