三相三線制有源電力濾波器諧波檢測方法?

韓曉新,是利娜,邢紹邦,王大志,沃松林

(1.江蘇技術師范學院電氣信息工程學院,江蘇常州 213001;2.煤科總院常州自動化研究院,江蘇常州 213001;3.東北大學信息科學與工程學院,遼寧沈陽 110004)

0 引 言

電能已成為當今社會生產和人們日常生活中不可或缺的一種重要能源,但是隨著現代工業技術的發展,各種非線性和時變性電子裝置如逆變器、整流器及開關電源等大規模地應用,向電網中注入了大量的高次諧波.這些諧波使電網中電壓和電流的波形產生了嚴重的失真,大大降低了電網的供電質量,因此電網諧波含量成為了衡量電能質量最重要的指標之一.世界各國已經十分重視對電能質量的管理,有力地促進了學術界和工程界對諧波抑制、無功補償技術的研究.諧波治理是電能質量問題的核心內容之一,也是現代電力生產發展的迫切要求,因此有源電力濾波器作為綜合治理電網污染的最有效手段,有著廣闊的應用前景[1].

1 并聯型有源電力濾波器的基本原理與特點

有源電力濾波器是一種新型主動抑制諧波和補償無功的電力電子補償裝置,具有較好的動態性能,它的原理是產生和諧波源諧波電流具有相同幅值而相位相反的補償電流來達到消除諧波的目的.電壓并聯型有源電力濾波器的工作原理如圖1所示.

圖1中,交流電網為非線性負載供電,非線性負載會產生諧波并且消耗無功功率.系統將含有諧波的電流信號采集過來,處理器得到電流數據后利用相應的諧波檢測算法將電流信號中的基波分量和諧波分量提取出來.然后根據得到的諧波分量迅速發出PWM波形信號給IGBT驅動電路,變流器主電路受驅動電路控制產生與諧波電流幅值相同但方向相反的補償電流,經電感送至電網當中從而使電網中的總諧波電流為零,達到對電網諧波實時補償的目的[2].并聯型APF克服了PF只能對特定諧波有效治理的缺點,實現了動態補償.并聯型APF可對頻率和大小都變化的諧波和無功功率進行補償,而且對補償對象的變化有極快的響應.還具有跟隨電網頻率的特性,因此其補償性能不受電網頻率變化的影響.因此,在對電能質量要求越來越嚴格的今天,采用并聯型APF作為諧波消除裝置的優勢已日漸突出,隨著電力電子器件性價比的不斷提高,有源電力濾波器必然會得到更廣泛的應用[3].

圖1 電壓型并聯APF系統結構圖Fig.1 Structural diagram of shunt voltage-source APF system

2 基于 ip-iq算法的諧波快速檢測方法

諧波電流檢測的準確性是有源電力濾波器可靠運行的首要環節,如果諧波電流無法準確及時地獲得,那么有源電力濾波器補償電流的準確產生及對諧波電流的補償效果就無從說起.最早的諧波檢測方法是采用模擬電路來實現的,雖然硬件實現比較簡單但是所引起的相位和幅值的誤差都比較大,而且受環境和參數變化的影響也比較大.隨著檢測算法的不斷發展和處理器速度的不斷提高,數字處理方法憑借其快速、穩定、可靠等優點已經取代了模擬方法并廣泛應用于諧波檢測當中[4].

ip-iq法的核心思想是把滿足ia+ib+ic=0的三相電流ia,ib,ic首先經過不含零序分量的Park變換得到ip,iq,然后用低通濾波器濾波提取出ip,iq中的直流分量ˉip,ˉiq,則由 ˉip,ˉiq即可計算出iaf,ibf,icf,進而由三相電流減去此基波正序分量iaf,ibf,icf即得到諧波和基波負序零序分量之和iah,ibh,ich,其檢測原理如圖2所示.

在該方法中,正余弦函數sinωt,cosωt是采用查表計算的方法來實現的.即根據預定好的采樣頻率,建立起正弦和余弦函數表,將設計好的正余弦表放到處理器的程序存儲器中,在每次采樣時刻到來之前從表中提取出所要用到的正余弦值提供給Park變換計算使用.由于沒有直接使用系統電壓信息,只是借助于構造的正弦和余弦函數來實現 Park變換,因此檢測結果的精度不受系統電壓波形畸變的影響,克服了p-q法受系統電壓波形畸變影響比較嚴重的缺點.但是這種方法對與電網頻率同步采樣的要求非常嚴格,在實際應用中采用硬件實現的鎖相倍頻電路可以完成對電網頻率的精確跟蹤,很好地解決了這個難題.基于ip-iq算法的諧波檢測方法外部硬件電路簡單、可靠性高、計算速度快,對APF諧波補償性能有很大的提高.

圖2 ip-iq法諧波檢測原理圖Fig.2 Functional block diagram for method of ip-iqharmonic detection

3 混疊現象原理分析

諧波檢測是有源電力濾波器控制系統的核心部分,系統的采樣速度和精度直接影響著系統的實時性能.因此如何得到快速精確的采樣數據是諧波檢測的首要任務.頻率混疊是數字信號處理中特有的現象,它是由數字信號中離散采樣所引起的,凡是等步長的離散采樣必然會產生頻率混疊現象.頻率混疊會產生假頻率、假信號,會嚴重影響測量結果.在信號采集中,當信號的頻率f超過1/2采樣頻率fs,即當f＞1/2fs時在時間域上會出現f′=｜fs-f｜的現象,其最大幅值與輸入幅值的關系基本保持不變.在頻域上出現頻率為f′=｜fs-f｜的假頻,由此折疊效應所造成的混頻現象就稱之為頻率混疊現象[5].頻率混疊現象也就是當采樣信號的頻率低于被采樣信號的最高頻率時,采樣所得的信號中混入了虛假的低頻分量,從而影響檢測結果的準確性.

有源電力濾波器諧波檢測結構如圖3所示,電網電流經過萊姆霍爾電流傳感器按照一定的比例進行縮小,通過精密采樣電阻將小電流信號轉換成0～5 V電壓信號,然后電壓信號進入抗混疊處理電路進行濾波,最后再送入AD轉換芯片進行采集.為了保證APF諧波采樣的精度,設定采樣頻率為電網工頻的256倍,也就是每個周期的電流波形用256個點來進行還原.但是,電網電流中含有大量高次諧波,為了避免三相負載電流中的高頻分量在數字采樣過程中產生頻率混疊現象,從而影響諧波檢測的精度,必須設置抗混疊低通濾波器來進行濾波.如果抗混疊低通濾波器截止頻率fs設置過低,雖然能保證濾除效果,但是過低的截止頻率將使被濾波信號存在較大的相位移,影響電流檢測的實時性和準確性.所以,應當合理選擇抗混疊低通濾波器的截止頻率,使抗混疊濾波器在保證有效濾除高頻諧波的前提下,同時保證信號采樣的精度[6].

圖3 諧波檢測結構框圖Fig.3 Diagram of harmonics detection

對信號不失真采樣,一般需要滿足奈奎斯特抽樣定理(Nyquist Sampling Theorem):

1)被抽樣信號為帶限信號,即信號最高頻率fs≠-∞;

2)采樣頻率至少為被抽樣信號最高頻率的兩倍,即fs≥fmax[7].

其中,采樣頻率fs=256×50=12.8 kHz,因此fmax的上限值必須小于6.4 kHz,這樣才能滿足奈奎斯特抽樣定理的要求.因此,需要設計一個截止頻率為6.4 kHz的低通濾波器來實現APF電流檢測過程中的抗混疊處理功能,從而保證APF諧波檢測的準確性.

4 抗混疊濾波器設計

為了保證APF系統對電流檢測的精度,在AD對電流信號進行采樣之前,設計一個截止頻率為6.4 kHz低通濾波器,將高次諧波除掉,以防止頻率混疊現象發生.圖4為應用C8051F330單片機和有源濾波芯片MAX260構成的抗混疊濾波器電路圖.抗混疊濾波器采用 MAXIM 公司生產的可編程通用有源濾波器芯片MAX260,可編程通用有源濾波器MAX260的參數設置需要通過一片微處理器來完成,在這里采用C8051F330單片機來完成.其中單片機通過 P1口的 I/O引腳向有源濾波芯片MAX260中寫入控制數據.A0-A3是f0和Q及工作方式輸入數據單元的地址輸入端,選定地址后通過D0和D1端口寫入相應的編程數據,P0.7端口模擬時鐘信號作為兩個二階濾波器提供內部采樣速率.由于是巴特沃斯低通濾波則選擇濾波器A和濾波器B的工作方式都為方式1,根據公式N=fCLK/f0,其中低通濾波截止頻率f0的值選擇為6.4 kHz,fCLK為800 kHz,得到輸入數據NA=135.08,NB=139.08,再由Q=f0/BW得到QA=1.036,QB=0.547,對截止頻率進行修正,通過單片機程序向MAX260中寫入這些數據信息,就實現了所要的濾波效果.

圖4 C8051F330與 MAX260的電路連接圖Fig.4 Circuit of C8051F330 and MAX260

5 仿真結果

圖5為PSIM 中仿真模型圖.仿真模型采用的算法為ip-iq算法,在圖5中,經過電流傳感器得到的負載電流Ia,Ib,Ic作為3個流控電壓源的控制端,由電流信號變為電壓信號進入到ABC-DQO變換模塊,完成了三相到兩相的變換,得到了有功電流ip和無功電流iq,通過PSIM與Matlab/Simulink的接口模塊SimCoupler將有功電流ip和無功電流iq的數據傳遞給在Simulink中搭建的數字低通濾波器模型,經過低通濾波后,將有功電流ip和無功電流iq中交流分量濾除,得到有功電流ip和無功電流iq中的直流分量ipd和iqd,再通過PSIM 與Matlab/Simulink的接口模塊SimCoupler將ipd和iqd傳遞到 PSIM 中,進入到DQO-ABC模塊進行2/3變換,得到負載電流Ia,Ib,Ic的基波分量ia_f,ib_f,ic_f,負載電流Ia,Ib,Ic與其基波分量ia-f,ib-f,icf相減后就得到其諧波分量iah,ibh,ich.

圖5 檢測模塊在PSIM中仿真模型圖Fig.5 Diagram of simulation model for detection module under PSIM

在PSIM的仿真模型中,采用了峰值電壓有效值為11.82 V、頻率50 Hz的三相交流電,作為三相全橋整流電路的輸入,三相全橋電路是非線性的,并帶有電感、電容和電阻等負載,因此負載電流有畸變,由于三相電壓和電流均對稱,所以只取A相電流和電壓,其波形如圖6所示.

經電流傳感器得到的三相電流ia,ib,ic經流控電壓源變為電壓信號后,進入ABC-DQO進行坐標變換,得到有功電流ip和無功電流iq的數據,波形如圖7所示.

圖6 電源電壓和A相電流Fig.6 Power supply voltage and current of A-phase

圖7 有功電流和無功電流Fig.7 Active current and reactive current

在得到有功電流ip和無功電流iq后,進入到橢圓低通濾波器進行濾波,濾除有功電流ip和無功電流iq中的交流分量,得到有功電流ip和無功電流iq的直流分量,波形如圖 8所示.

在得到有功電流ip和無功電流iq的直流分量,后,進入DQO-ABC模塊完成坐標反變換,再進入壓控電流源,得到三相電流ia,ib,ic的基波分量iaf,ibf,icf,再與負載電流ia,ib,ic相比較即可得到諧波電流分量iah,ibh,ich,如圖9所示.

由以上的仿真結果可以看到,ip-iq算法可以有效檢測出負載電流中的基波以及諧波.

圖8 有功電流和負載電流的直流分量Fig.8 DC component and of active current and reactive current

圖9 A相諧波電流、A相電流與A相基波電流的對比Fig.9 Harmonic current of A-phase,current of A-phase and fundamental current of A-phase

6 實驗結果

圖10是經過霍爾電流傳感器進行比例變換以后的電流波形,從中可以看出由于諧波的存在,A相電流的波形和標準的正弦波有一定的差距.使用示波器中的FFT分析功能可以得到A相電流中的各次諧波含量.如圖11(a)所示,圖中橫軸每個格代表1.25 kHz的頻率,

那么頻率高于 6.4 kHz的信號都在 5個格以后.圖11(b)是抗混疊濾波器輸出的電流信號的FFT波形,可以看出5格以后頻率高于6.4kHz的信號含量減少了很多,大大降低了諧波檢測中信號混疊現象發生的機會.

通過以上的硬件平臺,我們得到了部分實驗波形和數據,包括有功電流ip、無功電流iq、有功電流的直流分量、無功電流直流分量、A相電流ia、A 相電流濾除諧波后的基波iaf以及A相電流中的諧波iah.由于在諧波檢測模塊中沒有使用D/A數模轉換器,所以我們將DSP計算得到的數據從內存中取出后,選取的是電壓、電流相對穩定之后的數據,使用Matlab的繪圖功能繪制.

圖10 A相電流信號波形Fig.10 The current waeform of Phase A

圖11 抗混疊濾波前后的FFT波形對比Fig.11 The contrast of FFT waveform between before anti-aliasing filtering and afert it

有功電流ip、無功電流iq、有功電流的直流分量、無功電流直流分量的實驗波形如圖12所示.圖13為A相電流、A相電流濾除諧波后的基波以及A相電流中的諧波.將圖13與圖9進行對比發現:實驗圖形與仿真圖基本接近,說明本文的諧波檢測平臺是有效的,諧波檢測算法是正確的.

圖12 有功電流及其直流分量,無功電流及其直流分量的實驗波形Fig.12 Test waveforms of active current,reactive current,and their DC component

圖13 A相電流、A相電流濾除諧波后的基波以及A相電流中的諧波Fig.13 Current of phase A,fundamental wave after filtering harmonic and its harmonic

7 結 論

實踐證明,基于瞬時無功功率理論的ip-iq算法結合抗混疊濾波器所構成的的有源電力濾波器諧波檢測方法具有外部硬件電路實現簡單、可靠性高、計算速度快、檢測精度高等特點,對APF諧波補償性能有很大的提高.

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