采用Chirp變換實現寬帶DRFM的技術

劉 璐

(西安電子科技大學電子信息攻防對抗與仿真技術教育部重點實驗室，陜西西安 710071)

Chirp信號，又稱線性調頻信號(LFM，Linear Frequency Modulation)具有良好的時頻分辨力，容易獲得較高的脈沖壓縮比，在現代雷達特別是高分辨力雷達中的作用突出，已成為現代雷達中普遍使用的一種信號［1］。

數字射頻存儲(DRFM，Digital Radio Frequency Memory)的基本功能是:將指定射頻帶寬內的輸入信號以數字形式保存，在需要時重構輸出該信號。DRFM是一種盡可能利用雷達目標回波信號和回波信息產生的原理，生成干擾信號、特別是假目標欺騙干擾信號的雷達干擾技術［2］。在雷達對抗中，由于DRFM技術可根據存儲的雷達照射信號樣本產生干擾信號，具有信號逼真、難以被雷達識別等優點，已成為現代雷達干擾機不可或缺的實現技術。

隨著合成孔徑雷達(Synthetic Aperture Radar，SAR)和逆合成孔徑雷達(Inverse Synthetic Aperture Radar，SAR)等寬帶雷達的出現，大帶寬LFM信號在雷達中應用越來越廣泛。特別是雷達采用解頻線調技術(DeChirp)后，只需要幾十MHz的處理帶寬就能獲取上GHz寬帶LFM信號的處理增益和目標分辨能力。與此同時，由于雷達干擾為非匹配信號處理，仍需對GHz帶寬的信號進行處理，大大增加了DRFM和其他干擾信號處理的難度［3－4］。

文中借鑒雷達中DeChirp信號處理的思想，采用雙線性變換的方法實現干擾信號處理，大大降低了DRFM信號處理帶寬的要求，并通過理論分析和仿真驗證，給出了基于Chirp變換的DRFM實現方法，討論了其應用條件。

1 Chirp信號及其匹配濾波和

在雷達系統中，Chirp信號的匹配處理和脈沖壓縮可以采用匹配信號處理方法和解頻線調(DeChirp)處理方法［5］。

單個Chirp射頻脈沖信號可表示為［5］

式中，t0，ω0，B0，τ0分別為s(t)的初始時間、初始頻率、調頻帶寬和脈沖寬度。

Chirp信號的匹配濾波器為

匹配濾波輸出信號為［6］

包絡近似為辛克函數

壓縮后的脈沖寬度

可見壓縮后的脈寬反比于B0，與輸入脈寬 τ0無關，而壓縮后的脈沖寬度與雷達的距離分辨力成正比。

假設單邊輸入噪聲功率譜密度為n0，在帶寬B0內的輸入噪聲功率Pni=n0×B0，因此輸入信噪比為［5］

式(4)在t'=0時輸出信號達到最大值，其信號峰值功率為

輸出噪聲的平均功率為

輸出信噪比為

可見匹配濾波脈沖壓縮技術，可使單個脈沖的輸出信噪比和距離分辨能力提高D倍，這對于提高雷達目標探測范圍和探測性能尤為重要。普通Chirp雷達常用的D在數十至數百，而現代高分辨力Chirp雷達所用的D可達105以上。

采用DeChirp處理時，當雷達接收到目標回波后，產生與回波信號相似的本振信號

解線調的結果為

其中，RΔ=Rt－Rref為目標距離與參考距離之間的差值。顯然，對于一個固定的目標解線調后的中頻信號是與距離差值成正比的單頻信號，該信號的頻率為

匹配濾波和解線調方法是等價的，區別只是前者在時域實現距離分辨，而后者在頻域實現距離分辨。雷達通過大時寬帶寬積提高探測能力和距離分辨能力，通過DeChirp變換降低信號處理帶寬。

2 雙線性chirp變換的DRFM技術

雷達干擾由于采用非匹配處理，無法象雷達信號處理一樣，產生與雷達照射信號相參、調頻斜率相同的參考信號，因此無法在較低處理帶寬條件下實現DRFM干擾。同時，受模數轉換(ADC)、數碼轉換(DAC)和數字信號處理(DSP、FPGA等)器件水平和工藝水平的限制，目前還無法在大帶寬條件下，采用DRFM技術產生干擾信號。為了解決此雷達對抗中的關鍵技術，多種文獻提出了信道化DRFM的方法，降低信號處理帶寬的處理難度，但其本質上并未改變大帶寬處理的實質，本文借用Dechirp信號處理的思想，給出了基于Chirp變換的寬帶DRFM實現技術。

對雷達輻射信號的偵察雖然是一種非匹配的信號處理過程，但也可以獲得雷達輻射信號樣本，較為準確地分析和測量雷達輻射信號的調制參數，并利用這些信息來引導干擾。

雙線性Chirp變換DRFM系統的基本組成如圖1所示。假設單個 Chirp脈沖信號s(t)的表達式如式(1)，雙線性Chirp變換DRFM系統的基本工作原理是:首先利用偵察引導接收機估計出s(t)的上述參數，構建Chirp變換本振的基函數c(t)。

圖1 雙線性Chirp變換DRFM的原理示意圖

對輸入s(t)信號進行Dechirp變換

該式表明，Dechirp變換后的輸出信號y(t)仍然可能是一個Chirp信號，其初始時間、脈寬、初始頻率和調頻帶寬取決于c(t)相對于s(t)的各項引導誤差，特別是對調頻斜率參數μ0的引導誤差。圖1中的帶通濾波器(BPF)是一個關鍵部件，為便于簡化分析，假設其通帶特性H(ω)為理想矩形

如果y(t)的頻譜都位于BPF通帶內，則y'(t)=y(t)，y'(t)送給DRFM進行信號波形的采樣、存儲和恢復，輸出基帶干擾信號y″(t)。在一般情況下，y(t)和y'(t)的帶寬都將遠＜s(t)的帶寬，成為窄帶信號。根據采樣定理，對窄帶信號y'(t)的采樣、保存和恢復將非常容易，此時DRFM瞬時帶寬只要不小于ωP即可。

為便于分析，假設DRFM只對y'(t)進行簡單的波形采集、保存和恢復，并忽略噪聲的影響，則DRFM的輸出y″(t)=y'(t)=y(t)，為重構s(t)，需要再進行一次Chirp變換，即令基函數c(t)與y(t)相乘

圖1所示的雙線性Chirp變換DRFM可以簡記為

它們分別表示Dechirp變換，DRFM和Chirp變換。

3 仿真分析

忽略系統噪聲和各項參數引導誤差的信號。仿真信號各項參數分別為

圖2 基于Chirp變換的DRFM關鍵環節

仿真結果表明，在沒有各項引導誤差和DRFM信號重構誤差的情況下，y(t)只保留了s(t)信號的包絡，達到了寬帶信號最大頻帶壓縮的目的，且x(t)為s(t)信號的波形重構［3］。

4 結束語

(1)系統的瞬時工作帶寬主要取決于Chirp本振的最大調頻帶寬，因此該系統不僅具有對抗的大帶寬Chirp信號的能力，而且節省資源、降低了DRFM的技術實現難度。

(2)各項信號參數引導誤差主要影響BPF帶寬ωP，應該在滿足系統綜合引導誤差的條件下選擇盡可能小的ωP，以降低對DRFM瞬時帶寬的要求，獲得較大的Df。

(3)在相同的瞬時工作帶寬B0max下，該系統的輸出信噪比優于一般DRFM系統的輸出信噪比。

［1］丁鷺飛，耿富錄.雷達原理［M］.西安:西安電子科技大學出版社，2002.

［2］趙國慶.雷達對抗原理［M］.西安:西安電子科技大學出版社，2003.

［3］董創業.基于DRFM的雷達干擾技術研究［D］.西安:西安電子科技大學，2007.

［4］劉忠.基于DRFM的線性調頻脈沖壓縮雷達干擾新技術［D］.長沙:國防科學技術大學，2006.

［5］保錚，邢孟道，王彤.雷達成像技術［M］.北京:科學出版社，2004.

［6］樓順天，李博菡.基于Matlab的系統分析與設計［M］.西安:西安電子科技大學出版社，1998.