一種串聯諧振脈沖調制感應加熱變換電路

丘 嶸，趙小靈，蒙 楠，陳延明

（1.廣東科學技術職業學院，廣東 廣州 510640；2.廣西機電工程學校，廣西 南寧 530001；3.廣西大學，廣西 南寧 530004）

針對中小功率的應用場合，以串聯諧振脈沖調制感應加熱電源作為研究對象，分析串聯諧振工作原理以及比較分析感應加熱功率調節方式脈沖頻率調制法（PFM）、脈沖密度調制法（PDM）、脈寬移相調制（PS-PWM），采用鎖相環4046的PFM頻率調制方式，并采取相位限制的控制策略，研制了一臺30 kHz/2 kW的串聯諧振感應加熱電源，最后給出了樣機的實驗結果與實驗波形。

1 電路工作原理及設計

1.1 串聯諧振電路特性分析

LRC串聯諧振變換電路原理圖如圖1所示。

圖1 串聯諧振變換電路

電路正常工作時，電阻上的電壓與輸出電壓的關系為

1.2 電路實現

（1）電流檢測信號。逆變器的輸出交流電流信號i0經過匝比為1:n=1:150的電路互感器，得到降低的檢測電流信號i0/n，通過過零檢測電路，得到含相位的電流信號，橋式整流器RS406得到直流信號，通過檢測電阻Rs=10 Ω，將電流信號變為電壓信號送入到電壓跟隨器U1，提高采樣電阻的帶負載能力，再經過由R1C1組成的一階低通濾波器，獲得平穩的電壓信號，再經過誤差放大器U2，同相放大R4/R2=2倍后，將含相位的電流信號送入電流調節器。具體實現如圖2所示。

圖2 電流采樣電路

（2）限相電路的實現。整個頻域范圍內電壓電流相位是在-90°～90°之間變化的，而對于相位比較器，輸入信號與輸出信號相位差范圍0～180°對應0～VCC的單調關系。本文通過采用了電流信號相位不變、電壓信號滯后90°的方案，輸入輸出在整個頻域范圍內得到單邊變化的相位差，實現限相控制。限相電路的實現過程：同步信號給D觸發器提供VT1、VT4驅動信號的上升沿，在VCO輸出信號反相處理后的CLK信號觸發下，實現VT1、VT4驅動信號滯后90°的輸出。限相電路調節器本質上就是一個PI調節器，電路如圖3所示。

圖3 限相電路調節器

在保證電路的正常工作條件下，限相PI調節器設計時，保持限相PI輸出始終為負值，這樣，在逆變器工作頻率高于諧振頻率的范圍內，4046鑒相器輸出的平均直流電壓，始終低于反相端基準（理論值為6 V，實際中要留有裕量）。

（3）調功電路的實現。輸出的含相位的電流信號經過零檢測得到的相位輸入到芯片CD4046的14腳，與3腳諧振電容電壓信號即VT1、VT4驅動信號滯后90°的相位比較得到誤差電壓信號，再經過R25、R27、C31無源比例積分濾波器得到直流電壓信號，與電壓給定信號作比較，得到其誤差信號經過電壓調節器，之后得到直流電壓控制信號，輸出的直流電壓控制信號控制壓控振蕩器的輸出頻率，從而控制變換器的輸出功率。二極管 D1、D2、D3、D4構成 4 輸入或門，其開環調試時需要斷開 D1、D2、D3，只開通 D4；而閉環調試時則只斷開D4。

圖4 PFM電路

2 實驗結果

本文感應加熱電源樣機主要技術指標如下：

輸入電壓（220±10%）V，AC；

線路頻率50 Hz；

逆變器工作頻率10～50 kHz；

諧振頻率30 kHz；

輸出功率2 kW。

PFM感應加熱電源整體電路結構如圖5所示。

圖5 感應加熱電源整體電路結構

（1）逆變橋的驅動波形。圖6中，對角開關管的驅動波形保持一致，同時開通、關斷，同一橋臂上下管的死區時間為1 μs，滿足開關管47N60C3的要求。

圖6 控制電路驅動波形

（2）開關管驅動和漏源極電壓波形。圖7中，在超前管驅動電壓（CH1）上升沿到來之前，開關管的漏源極電壓（CH2）已經降為零，實現了零電壓開通，在吸收電容的作用下，管子關斷時所產生的電壓尖峰被很好地抑制。

圖7 感性狀態下開關管驅動與漏源極電壓波形

（3）閉環控制下調節器的輸出。圖8所示，限相PI（CH1）、電流PI（CH2）調節器正常工作。同一時刻只有一個調節器起作用，兩個調節器的切換銜接正常，無振蕩。

圖8 限相PI與電流PI的切換

（4）逆變器輸出電壓電流波形。圖9中，逆變器輸出電壓（CH1）為方波，電流（CH2）為正弦波；感性狀態下電壓超前電流，諧振狀態下電壓電流同相位。

圖9 輸出電壓、電流波形

3 結束語

本文提出了一種基于串聯諧振電路拓撲結構，設計了一臺30 kHz/2 kW的串聯諧振感應加熱變換電路，實現輸出電壓穩定，交流電網側電壓、電流同相位且為正弦波。4個開關管均實現了零電壓開通（ZVS），有效地減少了開關損耗，電流調節器功率閉環正常工作，限相環節亦可把逆變器很好地限制在弱感性的準諧振狀態。

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