基于IEEE802.11的MIMO系統(tǒng)的分析和設(shè)計(jì)

程 巍，姜育生

（中興通訊股份有限公司 西安研究所，陜西 西安 710065）

目前，IEEE802.11已成為無線局域網(wǎng)的主流標(biāo)準(zhǔn)。1997年IEEE802.11標(biāo)準(zhǔn)的制定是無線局域網(wǎng)發(fā)展的里程碑，它是由大量的局域網(wǎng)以及計(jì)算機(jī)專家審定通過的標(biāo)準(zhǔn)，定義了單一的MAC層和多樣的物理層。

由于采用分組交換技術(shù)，傳輸速率高，WLAN是目前發(fā)展最迅速、應(yīng)用前景最好的無線通信技術(shù)之一。然而無線信道的傳輸環(huán)境較為復(fù)雜，多經(jīng)效應(yīng)、頻率選擇性衰落和其他干擾的存在，使得實(shí)現(xiàn)無線信道的高速數(shù)據(jù)傳輸比有線信道傳輸困難。這些都是影響WLAN通信質(zhì)量的重要因素。

通常多徑效應(yīng)會(huì)引起衰落，因而被視為有害因素。然而研究結(jié)果表明，對(duì)于MIMO系統(tǒng)來說，多徑效應(yīng)可以作為一個(gè)有利因素加以利用。MIMO技術(shù)使無線通信領(lǐng)域智能天線技術(shù)有了重大突破。MIMO技術(shù)在不增加帶寬的情況下能成倍地提高通信系統(tǒng)的容量和頻譜利用率。多輸入輸出（MIMO）技術(shù)，作為克服多徑、抑制干擾的重要手段，在無線通信中得到了廣泛應(yīng)用。

人們對(duì)MIMO技術(shù)的性能作了大量的分析，但由于WLAN是基于載波檢測/沖突避免（CSMA/CA）協(xié)議的，所以并不是所有MIMO技術(shù)都可以不加分析地直接應(yīng)用于WLAN中。本文分別對(duì)將空時(shí)編碼和智能天線分析在WLAN中的應(yīng)用進(jìn)行了分析和對(duì)比，得出了在不改變現(xiàn)在WLAN協(xié)議的情況下，空時(shí)編碼更適合于WLAN的結(jié)論，在此基礎(chǔ)上我們?cè)O(shè)計(jì)提出了一種基于IEEE802.11a的MIMO系統(tǒng)。

1 IEEE802.11分布協(xié)調(diào)功能（DCF）

IEEE802.11的MAC協(xié)議包含分布協(xié)調(diào)（DCF）和點(diǎn)協(xié)調(diào)（PCF）兩方式。其中DCF是基于CSMA/CA的，分兩機(jī)制，一種是基本接入機(jī)制，針對(duì)于幀長較短的分組；另一種是RTS/CTS接入機(jī)制，針對(duì)于幀長較長的分組。文中如不特別說明，所述的WLAN都指基于有中心接入點(diǎn)（AP）的RTS/CTS接入機(jī)制。

圖1顯示的是RTS/CTS接入機(jī)制，處于時(shí)間軸上面的是發(fā)送站點(diǎn)（station，STA），處于時(shí)間軸下面的是接入STA，收發(fā)雙方都采用全向天線。在收發(fā)間通信開始時(shí)，首先發(fā)送STA會(huì)全向發(fā)送請(qǐng)求（RTS）幀，接收STA收到RTS后等待最短幀間間隔（SIFS）全向返回確認(rèn)發(fā)送（CTS）幀，發(fā)送 STA收到CTS幀后等待SIFS時(shí)間間隔，發(fā)送數(shù)據(jù)分組，接收STA收到數(shù)據(jù)分組后等待SIFS時(shí)間間隔，全向發(fā)送確認(rèn)（ACK）幀。收發(fā)雙方STA發(fā)送的每個(gè)幀內(nèi)都有預(yù)約時(shí)長域（duration field），預(yù)約時(shí)長是相對(duì)時(shí)間表示信道將被占用的時(shí)長，一方面可以通知對(duì)端分組傳輸何時(shí)結(jié)束，收發(fā)STA在發(fā)送完當(dāng)前幀，等待對(duì)端確認(rèn)時(shí)，都會(huì)設(shè)一個(gè)超時(shí)定時(shí)器，如果超時(shí)收不到確認(rèn)就是認(rèn)為通信失敗；另一方面可以用來設(shè)置周圍未參與通信的STA的網(wǎng)絡(luò)分配矢量 （NAV），NAV是絕對(duì)時(shí)間表示通信何時(shí)結(jié)束，NAV是否超時(shí)和載波檢測將聯(lián)合確定信道是忙還是閑，只有當(dāng)NAV超時(shí)并且載波檢測信道是閑，STA才認(rèn)為信道真正空閑。這樣對(duì)于接收STA來說的隱藏節(jié)點(diǎn)會(huì)通過收聽RTS來設(shè)置NAV，對(duì)于發(fā)送STA來說的隱藏節(jié)點(diǎn)會(huì)通過收聽CTS來設(shè)置NAV，因?yàn)镽TS和CTS幀長很短，所以大大降低了碰撞的概率，保證正在進(jìn)行的通信不會(huì)被干擾。當(dāng)因?yàn)樾诺烂虬l(fā)生碰撞數(shù)據(jù)幀沒有成功發(fā)送，STA則會(huì)產(chǎn)生一個(gè)隨機(jī)的退避，一旦檢測到信道在DIFS時(shí)隔后繼續(xù)空閑，退避計(jì)數(shù)器會(huì)遞減，如果檢測到信道忙，退避計(jì)數(shù)器會(huì)“凍結(jié)”計(jì)數(shù)，當(dāng)退避計(jì)數(shù)器減到零時(shí)，分組將再次被發(fā)送。

圖1 RTS/CTS接入機(jī)制時(shí)序Fig.1 RTS/CTS access mechanism timing

通過上述介紹，可以看出IEEE802.11的MAC協(xié)議依靠全向發(fā)送和接收，并借助設(shè)置虛擬載波，最大限度地避免了覆蓋范圍內(nèi)隱藏節(jié)點(diǎn)的產(chǎn)生。

2 在WLAN中使用MIMO技術(shù)的分析

2.1 智能天線在WLAN中的應(yīng)用分析

2.1.1 在WLAN中使用智能天線的方法

鑒于WLAN系統(tǒng)具有準(zhǔn)移動(dòng)性，即可以隨處移動(dòng)，但通信時(shí)位置相對(duì)固定，或者說移動(dòng)速度慢信道特性是慢時(shí)變的。因此在通信時(shí)，收發(fā)雙方要確定相互之間的位置，方法有3種：1）采用外掛定位設(shè)備的智能天線系統(tǒng)，如GPS；2）采用盲方法定位的智能天線系統(tǒng)；3）采用訓(xùn)練的方法定位的智能天線系統(tǒng)。考慮成本因素，文中對(duì)第一種方法不作討論。后兩種方法的共同點(diǎn)是發(fā)送方在通信建立之前并不知道接收方的位置，因此雖然存在性能、計(jì)算復(fù)雜度和魯棒性的差異，本質(zhì)上這兩種方法對(duì)WLAN的MAC協(xié)議的影響是相同的。

下面本文就此進(jìn)行具體分析。

因?yàn)椴恢澜邮辗降奈恢茫l(fā)送方必須全向發(fā)送RTS，接收主在數(shù)據(jù)接收的接收過程中，即可完成定向并定向接收，如果信道是對(duì)稱的，接收方可以人接收方向上定向向發(fā)送方返回CTS，如果信道是非對(duì)稱的，則接收方要全向返回CTS。收發(fā)雙方通過RTS、CTS的收發(fā)確定智能天線參數(shù)，使隨后的數(shù)據(jù)幀和相應(yīng)的ACK可以實(shí)現(xiàn)定向的收發(fā)。

2.1.2 分析

一方面，全向發(fā) 送RTS使得覆蓋范圍受到限制。表面上看，WLAN設(shè)置了多種速率選擇，通信雙方可以以低速率發(fā)送RTS，在建立定向連接后，提高傳輸速率，由于RTS幀相對(duì)DATA很短，WLAN可以通過使用智能天線擴(kuò)大高速率傳輸?shù)母采w范圍，但實(shí)際的IEEE802.11的MAC協(xié)議并不支持這種逐幀的速率變化的方式，因?yàn)樗俾实淖兓斐蒒AV設(shè)置的不準(zhǔn)確，依照當(dāng)前協(xié)議，STA只在新的NAV大于舊有的NAV值時(shí)才去更新，雖然速率的提高使實(shí)際的傳輸時(shí)間比虛擬載波指示的時(shí)間短，但不參與當(dāng)前通信的STA仍要在到達(dá)較長的虛擬載波指示的時(shí)間時(shí)才認(rèn)為當(dāng)前傳輸結(jié)束，性能并沒有因?yàn)閭鬏斔俾侍岣叨黾樱绻淖冞@一現(xiàn)狀，必須改變現(xiàn)有協(xié)議。另外全向發(fā)送RTS，最終會(huì)使得低速率傳輸?shù)母采w范圍受限。

另一方面，定向的收發(fā)會(huì)產(chǎn)生更多的隱藏站點(diǎn)。依照目前的協(xié)議，為了保證通信異常情況下降低WLAN系統(tǒng)性能，不參與通信的STA并不完全以來載波偵聽和NAV設(shè)置，在幀交換過程中，STA還設(shè)置多個(gè)定時(shí)器，一旦在規(guī)定時(shí)間內(nèi)，處于定向天線波瓣外的旁聽STA收不到幀的發(fā) 送，就會(huì)認(rèn)為當(dāng)前的通訊失敗，進(jìn)面啟動(dòng)自身的發(fā)送進(jìn)程，對(duì)于發(fā)送方的隱藏STA，由于數(shù)據(jù)幀發(fā)送時(shí)間長，這類事件發(fā)生的概率較大，容易產(chǎn)生碰撞。

通過以上分析可以看出，由于會(huì)在傳輸過程中改變天線的方向圖，智能天線并不適用于現(xiàn)有的WLAN協(xié)議。

2.2 空時(shí)編碼在WLAN中的應(yīng)用分析

空時(shí)編碼不存在智能天線在WLAN應(yīng)用中所存在的棘手問題，因?yàn)榭諘r(shí)編碼不會(huì)在傳輸過程中改變天線的方向圖。因此可以直接在WLAN中使用，在提高性能的同時(shí)，不必改變現(xiàn)有的WLAN協(xié)議。

2.2.1 空時(shí)編碼選型

分層空時(shí)碼（Layered Space-Time Codes）是最早提出的一種空時(shí)編碼方式，是目前已知的唯一一種可以使頻帶利用率隨著min（m，n）線性增加的編碼方式。與其它空時(shí)編碼方式相比，雖然分層空時(shí)碼有較高的頻帶利用率，但無法達(dá)到最大分集增益，性能相對(duì)較差。分層空時(shí)碼以部分分集增益為代價(jià)來換取高頻帶利用率。

網(wǎng)格空時(shí)碼（Space-Time Coded Modulation）是在延時(shí)分集基礎(chǔ)上結(jié)合TCM編碼提出的，實(shí)際是傳輸分集方式的改進(jìn)。STCM把編碼和調(diào)制結(jié)合起來，能夠達(dá)到編譯碼復(fù)雜度、性能和頻帶利用率之間的最佳折中，是一種最佳碼。但STCM譯碼復(fù)雜度大，STCM的好碼設(shè)計(jì)也是一個(gè)難點(diǎn)，在狀態(tài)數(shù)大的情況下，目前多用計(jì)算機(jī)搜索來完成。

分組空時(shí)碼（STBC）是根據(jù)廣義正交設(shè)計(jì)的原理提出，它要求在各天線發(fā)射的信號(hào)之間正交，這樣不僅保證能夠達(dá)到最大分集增益，而且還可以降低譯碼復(fù)雜度。STBC最大的特點(diǎn)是簡單實(shí)用，且性能相對(duì)較好，是一種較有效的傳輸分集解決方案。

2.2.2 分析

我們不考慮非相干的空時(shí)碼，因?yàn)橐环矫鎃LAN系統(tǒng)具有準(zhǔn)移動(dòng)性，信道變化慢，準(zhǔn)確信道估計(jì)是可能，另一方面，WLAN物理幀中攜帶的引導(dǎo)符號(hào)完全可以用來估計(jì)信道。選擇分組空時(shí)碼作為在WLAN中實(shí)現(xiàn)MIMO的優(yōu)選方案，其相關(guān)參數(shù)如表1所示。

表1 G2、G3、G4、H3和H4空時(shí)碼相關(guān)參數(shù)Tab.1 G2、G3、G4、H3and H4space-time codes parameters

為公平起見依據(jù)下式：

對(duì)比 G2、G3、G4、H3和 H4空時(shí)碼的性能，其中，BPS：指 bit per symbol，RST指空時(shí)碼碼率，RCC表示信道編碼。對(duì)比表1可知，要想得到相同的有效吞吐率，相比 G2、G3、G4、H3和 H4要采用更高階調(diào)制方式。其中，G3和G4的調(diào)制階數(shù)最。由于高階調(diào)制的星座點(diǎn)較密，使得錯(cuò)誤概率增大。

當(dāng)接收天線的個(gè)數(shù)增加為 2時(shí)，G3、G4、H3和 H4相對(duì) G2的性能增益變小了。這是因?yàn)?個(gè)接收天線時(shí)，G2已將可能獲得的分集增益的大部分實(shí)現(xiàn)。表2是在BER=10-5時(shí)，有效吞吐率分別為1 BPS、2 BPS和3 BPS，采用單天線接收和雙天線接收，仿真環(huán)境為經(jīng)過充分交織后得到非相關(guān)Rayleigh信道時(shí)，G2、G3、G4、H3和 H4空時(shí)碼的性能如表 2 所示。 G2、G3、G4、H3和H4得到相應(yīng)增益（和未編碼PSK調(diào)制相比較）。

表2 空時(shí)編碼在非相關(guān)Rayleigh信道下增益Tab.2 Gain of space-time coding in unrelated Rayleigh channel

文中綜合考慮系統(tǒng)性能、計(jì)算復(fù)雜度、多速率傳輸將采用高階調(diào)制以及成本等因素，認(rèn)為采用雙接收天線的G2空時(shí)碼是較合知的解決方案。

3 G2空時(shí)碼在IEEE802.11a的系統(tǒng)設(shè)計(jì)

根據(jù)前面的分析，本文針對(duì)IEEE802.11a設(shè)計(jì)一個(gè)采用2個(gè)發(fā)射和2個(gè)接收天線的G2空時(shí)碼的MIMO系統(tǒng)。系統(tǒng)框圖見圖2。在發(fā)射端，調(diào)制模塊負(fù)責(zé)糾錯(cuò)編碼、交織、QAM調(diào)制，IEEE802.11a發(fā)送模塊負(fù)責(zé)OFDM調(diào)制和射頻發(fā) 送，IEEE802.11a中的長訓(xùn)練序列是已知的。在接收端IEEE802.11a接收模塊負(fù)責(zé)射頻接收和OFDM解調(diào)，解調(diào)模塊負(fù)責(zé)QAM解調(diào)、解交織、糾錯(cuò)譯碼。

圖2 2發(fā)2收WLAN系統(tǒng)框圖Fig.2 Two send and two receive WLAN system frame

在發(fā)射端，將輸入QAM符號(hào)兩兩分組送入空時(shí)碼生成器，設(shè)第一個(gè)分組為{x1，x2}，輸出兩路正交分組{x1，-x2}和{-x2，x1}（如圖2所示）。將這兩路分組分別送入不同的IFFT模塊，每個(gè)分組占用一個(gè)OFDM子信道。這樣在接收端經(jīng)過FFT后會(huì)得到兩組相應(yīng)的接收信號(hào){y11，y12}和{y21，y22}。由于 OFDM子信道是平坦衰落信道，設(shè)收發(fā)天線間信道分別為h11、h12、h21和h22（下標(biāo)第一個(gè)數(shù)字為發(fā)射天線編號(hào)，第二個(gè)數(shù)字為接收天線編號(hào)）。顯然有：

如果{x1，x2}已知且信噪比足夠高，忽略噪聲利用迫零算法可得信道估計(jì)：

4 結(jié) 論

文中基于IEEE802.11協(xié)議，對(duì)如何在WLAN中使用空時(shí)編碼和智能天線進(jìn)行了較詳細(xì)的分析和對(duì)比，得出了在不改變現(xiàn)有WLAN協(xié)議的情況下，空時(shí)編碼更適合于WLAN的結(jié)論，在此基礎(chǔ)上，在保證系統(tǒng)整體性能提高的同時(shí)，綜合考慮了系統(tǒng)的兼容性、計(jì)算復(fù)雜度實(shí)現(xiàn)成，設(shè)計(jì)并提出了一種基于IEEE802.11a的MIMO系統(tǒng)，該實(shí)現(xiàn)方案有重要的實(shí)用價(jià)值。

[1]TarokhV，JafarkhaniH，CalferbankAR.Space-time block codes from orthogonal designs[C]//IEEE Trans IT，1999：1456-1467.

[2]Tarokh V，Jafarkhani H，Calferbank A R.Space-time codes for high data rate wireless communication:performance criterion in the presence of channel estimation，Errors， Mobility， and MultiplePaths[C]//IEEE Trans.Com，1999： 199-207.

[3]Tarokh V，Jafarkhani H，Calferbank A R.Space-time block coding for wireless communications:performance results[C]//IEEE JSAC，1999：451-460.

[4]Hochwald B M，Marzetta T L.Unitary space-time modulation for Multiple-Antenna communications in rayleigh flat fading[C]//IEEE Trans on IT，2000：543-563.

[5]Hughes B L.Differential space-time modulation[C]//IEEE Trans on IT，2000：2567-2578.

[6]Kermoal J P，Schumacher L，Pedersen K I，et al.A stochastic MIMO radio channel model with experimental validation[J].Selected Areas in Communications，2002:1211-1226.