LFM連續(xù)波雷達(dá)信道設(shè)計(jì)及關(guān)鍵技術(shù)研究

鐘壽永

（中國西南電子技術(shù)研究所 四川 成都 610036）

LFM連續(xù)波雷達(dá)具有良好的距離分辨力，發(fā)射機(jī)可用固態(tài)的，因而具有重量體積輕小的特點(diǎn)，使得LFM連續(xù)波雷達(dá)在探測技術(shù)中獲得廣泛應(yīng)用。連續(xù)波單天線雷達(dá)在使用中，接收通道和發(fā)射通道的隔離度如果比較低，強(qiáng)發(fā)射信號泄露入接收機(jī)，會(huì)嚴(yán)重影響雷達(dá)性能，甚至損壞接收機(jī)，導(dǎo)致雷達(dá)無法工作。近距離的目標(biāo)的回波幅度大，會(huì)使接收機(jī)飽和無法工作或淹沒遠(yuǎn)距離目標(biāo)頻譜而降低雷達(dá)探測距離。為提高后端信號處理能力，在信道中采用低相噪、高線性度的信號顯得尤為重要。LFM連續(xù)波雷達(dá)對應(yīng)的距離分辨力與目標(biāo)延時(shí)，與發(fā)射信號帶寬有關(guān)，與信號調(diào)頻線性度成正比[1-2]。而發(fā)射信號調(diào)頻線性度往往是限制LFM連續(xù)波雷達(dá)距離分辨力的關(guān)鍵因素。

1 LFM連續(xù)波雷達(dá)測距原理及信道組成

1.1 LFM連續(xù)波雷達(dá)測距原理

LFM連續(xù)波雷達(dá)采用的發(fā)射信號通常有三角波和鋸齒波。本設(shè)計(jì)發(fā)射信號采用鋸齒波調(diào)制線性調(diào)制掃頻信號，如圖1所示。信號掃頻帶寬為B，調(diào)制周期為T，信號頻率表示為：

其中f0為型信號掃頻起始頻率，K為調(diào)制斜率。

圖1 LFM連續(xù)波頻率與時(shí)間關(guān)系圖Fig.1 Relationship between the frenquency and time of LFMCW

對點(diǎn)目標(biāo)，回波信號與發(fā)射信號的中頻差拍信號頻率為：

其中τ為回波信號和發(fā)射信號對應(yīng)距離R處的時(shí)延。R為點(diǎn)目標(biāo)到達(dá)天線的距離，c為光速。因此雷達(dá)探測的目標(biāo)距離R可由式（2）得出。

1.2 信道組成

和零外差方案相比較，超外差收發(fā)方案本振源多，需要中頻信號，增加了設(shè)備量和復(fù)雜度。但超外差收發(fā)方案本振抑制高，輸出信號頻譜較好。超外差方案具有靈敏度高，選擇性好的特點(diǎn)。本設(shè)計(jì)選用超外差接收方案。

圖2 超外差信道組成原理Fig.2 Schematic diagram of superheterodyne channel form

如圖2所示，頻率合成部分產(chǎn)生本振和系統(tǒng)時(shí)鐘，LFM信號產(chǎn)生部分生成中頻信號，一路到收發(fā)前端作為發(fā)射信號，一路到中頻接收和接收信號做作差拍，收發(fā)前端完成發(fā)射信號上變頻、放大和接收信號下變頻，中頻接收完成差拍混頻和解調(diào)。

2 低相位噪聲高線性度中頻LFM信號設(shè)計(jì)

在LFM連續(xù)波雷達(dá)系統(tǒng)中，中頻LFM信號一路經(jīng)收發(fā)前端上變頻為射頻信號后，作為發(fā)射信號由天線輻射出去，一路到中頻接收部分，和經(jīng)接收前端下變頻至中頻信號的接收信號作差拍用。中頻LFM信號的相位噪聲直接影響到雷達(dá)系統(tǒng)的檢測能力。

圖3 LFM信號產(chǎn)生原理圖Fig.3 Schematic diagram of signal generation

降低發(fā)射信號的相位噪聲對提升系統(tǒng)的性能有重要意義。采用DDS芯片產(chǎn)生LFM信號，DDS芯片輸出103 MHz時(shí)相噪：fm＝1 kHz：-150 dBc/Hz ，fm＝1 kHz：-160 dBc/Hz。 故相噪起主要作用為晶振的相位噪聲。頻率源選用采用SC切割的OCXO超低相噪晶振，相位噪聲為-155 dBc/Hz@1 kHz&-165 dBc/Hz@10 kHz。設(shè)計(jì)盡量減少中間環(huán)節(jié)，少產(chǎn)生無用頻率，保證發(fā)射信號具有較低相噪。

LFM信號的線性度特性對系統(tǒng)的檢測和測距分辨力性能有直接的影響[3]。采用DDS產(chǎn)生LFM信號，其線性度主要取決于DDS掃頻步進(jìn)與掃頻帶寬，DDS掃頻步進(jìn)與DDS的頻率最小駐留時(shí)間和最小步進(jìn)性能直接相關(guān)，選用的DDS頻率最小駐留時(shí)間和最小步進(jìn)為8 ns和0.12 Hz。

連續(xù)LFM信號的射頻輸出可描述為一個(gè)理想線性掃頻加上一個(gè)非線性頻率誤差，即：

射頻信號相對于帶寬的掃頻非線性定義為：

掃頻偏離線性度定義為掃頻非線性的最大差值百分比：

圖4 DDS掃頻示意圖Fig.4 Schematic plot of DDS sweep frenquency

由圖4可見，對于DDS掃頻而言，i為掃頻初始頻率，B為掃頻帶寬，t為掃頻時(shí)間，當(dāng)向上掃頻時(shí)t為tUP；當(dāng)向下掃頻時(shí)t為 tDOWN。e（t）為非線性掃頻誤差，emax為最大非線性掃頻誤差。由圖4不難發(fā)現(xiàn)：DDS掃頻具有很強(qiáng)的規(guī)律性。DDS掃頻實(shí)際上是DAC在起始頻率和終止頻率之間等間隔地輸出頻率，即輸出頻率等階躍保持。ADI公司的DDS有兩個(gè)掃頻性能控制參數(shù)，一是頻率步進(jìn)，二是駐留時(shí)間。對于DDS掃頻而言，最小的非線性掃頻誤差 emin為零，最大的非線性掃頻誤差emax為頻率步進(jìn)，不難明白，這里掃頻偏離線性度和最大掃頻非線性度是一致的，均為頻率步進(jìn)與掃頻帶寬的比值。可見，DDS掃頻頻率非線性度與頻率步進(jìn)成正比，與D/A轉(zhuǎn)換無關(guān)。D/A的抖動(dòng)只影響輸出幅度。

圖5 DDS輸出216 MHz頻譜示意圖Fig.5 216 MHz Spectrum characteristic of DDS output

在90 MHz@3.072 ms掃頻模式下，駐留時(shí)間為8 ns時(shí)，通過計(jì)算最小頻率步進(jìn)為234 Hz，則線性度就為2.6×10-6，可滿足系統(tǒng)使用要求。

帶內(nèi)雜散取決于DDS信號；AD9858芯片180 MHz輸出時(shí)，在 f0±1 MHz內(nèi)，雜散≤84 dBc。 由圖 4可知在±1 MHz的帶內(nèi)，DDS的雜散優(yōu)于-70 dBc。本振相噪較低，經(jīng)兩次混頻后可達(dá)到≤70 dBc。DDS輸出216 MHz信號頻譜圖見圖5。

3 收發(fā)隔離度控制

本系統(tǒng)采用單天線進(jìn)行發(fā)射和接收，發(fā)射功率泄漏到接收通道的問題不可避免。如果收發(fā)隔離度不夠高，發(fā)射泄漏的信號將使接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍增加，要求接收機(jī)的低噪聲放大器在較大信號輸入時(shí)不能飽和。由于發(fā)射泄漏功率的存在，其噪聲邊帶將使接收機(jī)的靈敏度下降。同時(shí)波導(dǎo)壁、微波器件等機(jī)械震動(dòng)在泄漏信號上產(chǎn)生調(diào)頻邊帶，形成虛假的多普勒信號導(dǎo)致誤判。因此，將發(fā)射功率泄露至接收通道的信號對消對提高系統(tǒng)性能起到關(guān)鍵作用。傳統(tǒng)采用環(huán)行器作為收發(fā)雙工，而環(huán)行器的收發(fā)隔離度只有20～25 dB，無法滿足系統(tǒng)要求。

圖6 閉環(huán)自適應(yīng)對消原理Fig.6 Schematic diagram of the closed-loop adaptive cancellation

在單天線調(diào)頻連續(xù)波雷達(dá)中，射頻對消包括無源對消和自適應(yīng)對消等。閉環(huán)自適應(yīng)對消原理如圖6所示，其原理是利用正交混頻器把泄露信號矢量分解為兩正交分量I和Q，經(jīng)濾波放大以及其他視頻處理后由矢量調(diào)制器合成與泄露信號等幅反相的對消矢量，并由耦合器耦合進(jìn)接收單元對消泄露信號。閉環(huán)自適應(yīng)對消技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)是對天線回波以及近距離干擾目標(biāo)的反射回波都能起到一定對消效果。但當(dāng)泄漏功率較大時(shí)，接收單元必須能承受建立穩(wěn)態(tài)前的大輸入功率，并且還要求接收單元線性工作電平范圍高，同時(shí)對消矢量合成單元應(yīng)能產(chǎn)生足夠的對消信號輸出功率。而且該方案較為復(fù)雜，技術(shù)難度較大，加工調(diào)試時(shí)間長，工程應(yīng)用風(fēng)險(xiǎn)大。

本信道收發(fā)前端采用無源對消網(wǎng)絡(luò)來實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)對收發(fā)隔離度的要求。對消模塊示意圖見圖7。對于E面T型頭，進(jìn)入其中的信號被功分兩路，其中左邊一路移相，右邊一路移相零度。對于波導(dǎo)電橋，進(jìn)入其中的信號，走直通路線的一路相移和走對角路線的一路移相相差90度。發(fā)射信號進(jìn)入發(fā)射端E面T型頭，左邊一路和右邊一路信號在進(jìn)入天線端口處時(shí)總移相度數(shù)相同，兩路信號同相，合成后經(jīng)天線發(fā)射出去。而回波信號從天線端口經(jīng)左右兩個(gè)路線到達(dá)接收端時(shí)也是同相合成。左右兩路發(fā)射信號經(jīng)波導(dǎo)電橋耦合到接收端口時(shí)剛好反相，從而實(shí)現(xiàn)對消。

圖7 無源對消原理示意Fig.7 Schematic diagram of passive cancellation

收發(fā)隔離仿真結(jié)果如圖8所示，理論上隔離度能夠達(dá)到42、43 dB。

圖8 收發(fā)隔離仿真結(jié)果圖Fig.8 Simulated results of transceiver isolates

無源對消網(wǎng)絡(luò)采用全波導(dǎo)結(jié)構(gòu)，沒有有源器件，可以通過控制加工精度來確保收發(fā)隔離指標(biāo)，并且在全溫范圍內(nèi)，工作穩(wěn)定性好。它的缺點(diǎn)是收發(fā)各損失3 dB，工作帶寬比較窄，并且對天線反射回來的信號無法對消。

4 接收機(jī)SFC控制

回波信號強(qiáng)度隨目標(biāo)距離的增加而衰減，近距離目標(biāo)的差拍信號強(qiáng)度比遠(yuǎn)距離目標(biāo)的信號大的多，同時(shí)天線罩的反射也很大。近距離的強(qiáng)反射可能使接收機(jī)飽和或近距離目標(biāo)的譜旁瓣將遠(yuǎn)距離目標(biāo)的譜主瓣淹沒。差拍信號的動(dòng)態(tài)范圍很大，超過信號處理能處理的動(dòng)態(tài)范圍。SFC（頻率靈敏度控制）處理的頻率特性須按特性設(shè)計(jì)，在近距離的目標(biāo)對應(yīng)的低頻上提供大的衰減，而在遠(yuǎn)距離目標(biāo)對應(yīng)的高頻上提供較小的衰減[4]。通過動(dòng)態(tài)壓縮，濾除一些近端的大信號，將動(dòng)態(tài)范圍壓縮，以滿足信號處理的處理能力。SFC原理圖見圖9。

傳遞函數(shù)為：

其中：

圖9 SFC原理示意Fig.9 Schematic diagram of SFC

SFC控制曲線如圖 10所示。視頻放大部分采用兩級放大。在滿足帶寬的前提下，兩級增益可達(dá)80 dB。為保證系統(tǒng)有充足的裕值，可要求只達(dá)到系統(tǒng)合適數(shù)值的增益。

圖10 SFC控制曲線Fig.10 SFC control curve

在后端加入一個(gè)低通濾波器，使超出差拍信號帶寬外的高頻信號完全濾除。高通、低通濾波器的組合保證了中頻接收機(jī)帶寬。低通濾波器仿真結(jié)果如圖11所示。

5 結(jié)束語

文中對LFM連續(xù)波雷達(dá)信道的幾個(gè)關(guān)鍵技術(shù)進(jìn)行了設(shè)計(jì)和研究。通過這幾項(xiàng)技術(shù)的應(yīng)用，解決了LFM連續(xù)波雷達(dá)信道中發(fā)射通道泄露、近端目標(biāo)強(qiáng)回波信號對接收機(jī)影響的問題，產(chǎn)生了低相噪高線性度LFM中頻信號，提升了雷達(dá)系統(tǒng)的整體性能，使雷達(dá)的工程應(yīng)用變成現(xiàn)實(shí)。

圖11 低通濾波器仿真結(jié)果Fig.11 Simulated results of LPF

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