深空測控VLBI全頻譜數字基帶轉換方法研究

姜 坤,王元欽,梁 盛

(裝備學院,北京101416)

1 引 言

甚長基線干涉測量(VLBI)是20世紀60年代后期發展起來的一種新興干涉測量技術,具有超高的測角精度[1],起初應用于射電天文、大地測量以及地球物理學。由于VLBI觀測量能夠與測距測速提供三維互補信息,促進了VLBI技術在深空測控中的應用與發展。目前,美國國家航空航天局、歐洲航天局和日本宇航局都開發了基于Δ VLBI(差分VLBI)的測量系統,并將其作為支持深空航天器導航的主要工具[2]。

隨著我國深空探測任務的不斷發展,現有統一S頻段(USB)測控網采用的單站單脈沖測角法已無法滿足深空航天器高精度測量要求。在“嫦娥一號”任務中,我國首次綜合使用USB+VLBI進行聯合測定軌,取得了滿意的結果。

數字基帶轉換器是VLBI接收系統的重要組成部分,主要完成數據采集、頻道選擇以及基帶轉換等功能,是后續信號處理的基礎。

當前,美國深空網分別采用WVSR(Wideband VLBI Science Receiver)和VSR(VLBI Science Receiver)進行寬帶VLBI和Δ DOR觀測[3],具有全頻譜記錄即中頻處理頻帶內任意指定帶寬的下變頻和記錄功能[4],這就要求深空測控VLBI基帶轉換器具備輸出信號中心頻率任意可變、輸出信號帶寬按照要求可選的功能。

當前VLBI基帶轉換大致可分為基于正交混頻和基于均勻信道化濾波兩類方法。

文獻[3]采用了帶通濾波抽取+正交混頻的基帶轉換方法。該方法具備輸出信號中心頻率可變,輸出帶寬可選的全頻譜處理能力,但隨著前端中頻可變帶通濾波器中心頻率步進精度的提高,實現難度不斷增大。

文獻[5-7]提出或采用了正交混頻+多級低通濾波抽取的基帶轉換方法。該方法具備全頻譜處理能力,但隨著信號采樣率的提高,前端正交混頻的硬件實現壓力較大,雖然可以采用并行NCO的方法[8]降低采樣率,但其資源消耗量卻大幅增加。

文獻[9]采用了基于PFB均勻信道化的基帶轉換方法。該方法能夠同時得到多通道基帶輸出,具有高效、實現簡單的優點。由帶寬綜合理論[10]可知,該方法十分適合傳統的射電天文觀測。但由于該方法信道劃分結構一旦確定,輸出信號中心頻率和帶寬就無法改變,不能實現中頻處理帶寬全頻譜基帶轉換功能。此外,該方法還存在信號處理盲區,若所需信號處于盲區則會造成輸出信號失真。

文獻[11]在PFB均勻信道化方法的基礎上,提出了一種寬帶VLBI觀測的基帶轉換方法,該方法雖然能夠實現輸出信號中心頻率可調、帶寬可選,但當具有一定帶寬的信號位于相鄰兩個信道之間時無法實現信號的無失真下變頻處理,不能完全滿足深空測控全頻譜基帶轉換的要求。

文獻[12]提出了一種基于頻域抽取和鄰信道合并的基帶轉換方法。該方法計算效率高,能夠靈活實現輸出帶寬的動態改變,但當最小輸出帶寬較小時,原型低通濾波器的階數較高,并且為了滿足整個觀測頻帶的鄰信道合并,均勻信道化濾波的運算處理速度較高,硬件實現壓力較大。

本文在全面考慮全頻譜處理要求、高速數字信號處理實現壓力和資源消耗的基礎上,結合均勻信道化濾波的高效性和正交混頻基帶轉換的靈活性,提出了一種改進的無盲區均勻信道化濾波+正交混頻+多級低通濾波抽取的基帶轉換方法。該方法首先通過高效均勻信道化濾波,實現高速輸入數據流的降采樣和初級基帶轉換,通過對現有均勻信道化方法的改進,實現了輸入信號可分析頻帶內的無盲區、固定帶寬無失真接收處理。利用正交混頻基帶轉換的靈活性,實現輸出信號中心頻率任意可變、輸出帶寬按要求可選的功能。

2 固定帶寬無失真接收無盲區均勻信道化方法

2.1 高效均勻信道化模型推導

基于正交混頻基帶轉換的多通道并行處理模型如圖1所示。

圖1 正交混頻基帶轉換多通道并行處理模型Fig.1Multi-channel parallel processing model of orthogonal mixing baseband conversion

采用該結構實現多通道基帶轉換具有頻帶選擇靈活的優點,但當通道數K較多時,每一個通道就需要一個正交混頻器,資源消耗大,且正交混頻工作在高速端,硬件實現壓力大,抽取在低通濾波后進行,大量經過下變頻和低通濾波后的數據沒有被利用,運算效率低。

為了降低前端信號處理速率,提高整體運算效率,在滿足以下兩個條件時,可以對輸入信號在整個可分析頻帶內進行均勻信道化濾波:

(1)各輸出信道帶寬相同;

(2)相鄰信道間隔為2π/K,即相鄰信道中心頻率 ωk之差為2π/K(K為通道個數)。

其中,抽取倍數D的選擇要以抽取后有用信號不發生混疊為限。

由此可得圖1中第k通道(k=0,1,…,K-1)的輸出為

其中,＊表示卷積,N為濾波器系數個數。按照通道個數K對低通原型濾波器進行多相分解,設i=iK+p,p=0,1,…,K-1,L=N/K(L為整數),則:

設xp(m)=x(mD-p),hp(m)=hLP(mK+p),F=K/D,則有:

在實際應用中,根據不同的信道劃分,將相應信道劃分下的 ωk代入式(4),即可得出各種高效均勻信道化結構。

2.2 實信號無盲區均勻信道劃分

不同的信道劃分方式決定了不同的信道化高效結構。由文獻[13]可知,由于低通原型濾波器不可能是理想的(矩形系數為1),因此,常規的信道劃分方法不可避免的會存在盲區。為了實現實信號的無盲區處理,利用其正負頻譜的對稱性,對各信道中心頻率按如下方式劃分:

其中,通道個數K和抽取倍數D相等。為了保證抽取后各信道信號頻譜不發生混疊,按圖2幅頻特性設計低通原型濾波器。

圖2 低通原型濾波器幅頻特性Fig.2Magnitude response of low-pass prototype filter

為了便于實現,通常設定濾波器的通帶和過渡帶相等,矩形系數為2[11]。

根據以上信道劃分方式和低通原型濾波器的設計,可得實信號的無盲區均勻信道劃分結構如圖3所示。

圖3 實信號無盲區均勻信道劃分結構Fig.3 Real signal uniform channelization without dead zone

由于輸入信號為實信號,因此圖3所示信號頻譜在正頻率軸(0～π)和負頻率軸(-π～0)之間互為鏡像。圖中正頻率軸內的虛線譜即為負頻率軸內對應信道輸出的鏡像譜,即通道1至(D/2-1)的輸出信號為實輸入信號正譜的鏡頻。由圖3可以看出,通過這種巧妙的信道劃分,利用實信號頻譜的鏡像特性,實現了整個信道的無盲區接收。

2.3 固定帶寬無失真接收的無盲區均勻信道劃分

圖3所示的信道劃分結構雖然能夠實現整個信道的無盲區劃分,卻無法實現固定帶寬的無失真接收,即當所觀測的具有一定帶寬的信號位于圖3所示三角陰影區時,由于相鄰信道過渡帶的影響,會造成接收信號的幅度衰減,從而造成信號失真。

為了解決這一問題,對低通原型濾波器的幅頻特性進行改進,即擴大低通原型濾波器的通帶寬度,使兩個等效相鄰信道的通帶重疊范圍大于等于VLBI基帶轉換器的最大輸出信號帶寬,改進后的無盲區均勻信道劃分結構如圖4所示。

圖4 改進的無盲區均勻信道劃分結構Fig.4 Improved uniform channelization without dead zone

將式(5)表示的各信道中心頻率 ωk代入式(4),可得通道k的輸出為

其中,xp(m)=x(mD-p),hp(m)=hLP(mD+p),p=0,1,…,D-1,xp(m)為輸入信號的多相延遲分量,hp(m)為低通原型濾波器的多相分支濾波器,其信號處理框圖如圖5所示。

圖5 改進的無盲區均勻信道化處理框圖Fig.5 Processing diagram of improved uniform channelization without dead zone

3 頻率可調、帶寬可選寬/窄帶單邊帶輸出設計

改進的無盲區均勻信道化方法雖然高效,但其低通原型濾波器和信道劃分結構一旦確定,各輸出信號的頻帶劃分和帶寬就無法改變,缺乏足夠的靈活性,不能實現全頻譜基帶轉換輸出信號中心頻率任意可變、輸出帶寬可選的應用要求。

由于經過均勻信道化濾波后的輸出信號是降采樣后的基帶信號,信號速率已大大降低,因此可以利用傳統正交混頻基帶轉換方法的靈活性,通過輸出頻率可設的正交本振從均勻信道化輸出的各通道中選取期望輸出的信號,通過加載不同的處理模式實現帶寬可選的應用要求。

參照美國深空網針對不同觀測模式的輸出帶寬要求[3],分別設計了寬帶模式和窄帶模式下的單邊帶輸出方案(這里單邊帶的含義并不是通信領域內傳統單邊帶[14]的含義,這里的上邊帶(USB)是指包含零中頻復信號正頻率部分的實信號,下邊帶(LSB)是指包含零中頻復信號負頻率部分的實信號)。

3.1 寬帶模式單邊帶輸出設計

寬帶模式可輸出帶寬為16、8、4、2、1、0.5MHz的實信號,由于輸出帶寬均為2的冪次方,且為了實現方便,寬帶模式輸入端信號采樣率通常也為2的冪次方,因此可以采用級聯的半帶濾波器實現寬帶輸出,其實現框圖如圖6所示。

圖6 寬帶模式單通道處理框圖Fig.6 Single channel diagram of wide-band mode

3.2 窄帶模式單邊帶輸出設計

窄帶模式可輸出帶寬為 200、100、50、25、16、8、4、2、1 kHz的實信號。由文獻[15]可知,雖然半帶濾波器通帶波動較小,但隨著濾波器級數的增加,濾波器階數不斷增大,若對窄帶信號進行高倍抽取濾波,資源消耗較大。CIC作為一種高效濾波器,其阻帶衰減和通帶滾降都只與帶寬比例因子 b有關(b=為信號帶寬,fs/D為抽取后的采樣率),b越小,CIC濾波器無混疊信號帶寬內的阻帶衰減就越大,帶內平坦度越好。因此,CIC濾波器更適合對窄帶信號進行濾波抽取。基于此,設計窄帶輸出的實現框圖如圖7所示。

圖7 窄帶模式單通道處理框圖Fig.7 Single channel diagram of narrow-band mode

由于窄帶輸出信號帶寬較窄,因此首先通過高倍CIC濾波抽取降低信號速率,然后通過改變可變抽取倍數CIC濾波器的抽取倍數,實現不同帶寬信號的輸出。由于CIC濾波器的通帶滾降較大,因此需要通過CIC補償濾波器對第二級CIC濾波器的通帶特性進行補償,并通過希爾伯特變換實現單邊帶輸出。

4 VLBI全頻譜數字基帶轉換方法

通過以上分析可得滿足輸出信號中心頻率任意可變、輸出信號帶寬按要求可選的VLBI全頻譜數字基帶轉換方法如圖8所示。首先通過高效均勻信道化濾波對輸入實信號進行初級基帶轉換,得到降采樣的基帶復信號,然后通過通道選擇單元將需要的信號送入后端正交混頻單元。在正交混頻單元中,通過多路正交混頻實現多路基帶信號的并行輸出。在單個正交混頻單元中,根據期望輸出信號的頻率范圍確定本振頻率、濾波器工作方式、上邊帶或下邊帶輸出等。由于此時的信號速率較低,正交混頻單元的實現難度和資源消耗都較小。

該方法與正交混頻基帶轉換方法相比,具有前端信號處理壓力小、效率高、資源消耗少的優點;與均勻信道化方法相比具有各通道輸出信號中心頻率獨立可設、輸出信號帶寬任意可選的優勢,3種方法具體的優缺點對比如表1所示。

圖8 VLBI全頻譜數字基帶轉換方案Fig.8 Scheme of VLBI full spectrum digital baseband conversion

表1 3種基帶轉換方法優缺點對比Table 1 Contrast of three baseband conversion methods

5 仿真驗證

對本文提出的VLBI全頻譜數字基帶轉換方法進行仿真驗證。設輸入信號采樣頻率 Fs=1 024 MHz,均勻信道化通道個數K=16,抽取倍數D=16,低通原型濾波器通帶截止頻率為24 MHz,阻帶起始頻率為32 MHz。由于VLBI的主要觀測量是兩個觀測站之間的幾何時延和幾何條紋率,觀測信號的相位信息在VLBI信號處理中十分重要,因此在方案中均采用線性相位的FIR濾波器。按照公式(5)進行信道劃分。

在實際系統中,通常首先將接收到的S、X、Ka頻段射頻信號進行低噪放和模擬下變頻,將射頻信號變成中頻信號,然后再進行數字化處理。為了便于示例說明,設仿真輸入信號由3個調幅線性調頻信號組成,頻率范圍分別為 8～24MHz、24～40MHz、40～56MHz。輸入信號頻譜及所在信道示意圖如圖9所示。

圖9 輸入實信號頻譜及所在信道示意圖Fig.9 Input real-signal spectrum and the channels it resides

由圖9可知,經過高效均勻信道化濾波后,輸出通道中只有通道0、1、15有信號,其中通道0的無失真輸出范圍為-8～40 MHz,通道1的無失真輸出范圍為-24～-72 MHz(鏡頻,對應正譜范圍為24～72 MHz),通道15的無失真輸出范圍為 56～104 MHz,兩個等效相鄰通道之間均有16MHz的重疊帶寬,從而可以滿足任意16 MHz帶寬的無失真處理。各通道實際輸出信號頻譜如圖10所示。

圖10 通道0、1、15輸出信號頻譜Fig.10 Output signal spectrum of channel 0,1,15

在均勻信道化濾波輸出端進行通道選擇時,遵循正譜通道優先的原則。因此,選擇通道0對8～24 MHz、24～40 MHz的調幅線性調頻信號進行正交混頻單邊帶輸出;選擇通道1對40～56 MHz的調幅線性調頻信號進行正交混頻單邊帶輸出。

針對 8～24 MHz、24～40 MHz的信號,設置正交混頻單元本振頻率為8MHz,選擇寬帶處理模式,則其上邊帶輸出即為24～40MHz的實信號,下邊帶輸出即為8～24 MHz的實信號,其輸出實信號頻譜如圖11所示。

圖11 通道0期望信號單邊帶輸出Fig.11 The desired single-sideband outputs of channel 0

針對通道1中40～56MHz的信號,設置正交混頻單元本振頻率為8 MHz,選擇寬帶處理模式,則其下邊帶輸出即為40～56 MHz的實信號,其頻譜如圖12所示。

圖12 通道1期望信號單邊帶輸出Fig.12 The desired single-sideband output of channel 1

通過以上仿真,證明本文提出的方法解決了盲區接收問題以及圖3所示的三角形陰影區接收失真問題,能夠實現512MHz帶寬內的全頻譜基帶轉換功能。

6 結 論

針對深空測控VLBI基帶轉換全頻譜處理的特殊應用要求,提出了一種固定帶寬無失真接收的無盲區高效均勻信道化方法。該方法計算效率高,資源消耗少,能夠實現輸出信號無盲區、中心頻率任意可變、輸出信號帶寬按照要求可選、固定帶寬輸出信號無失真。文中給出的仿真實例驗證了該方法的有效性,具有一定的理論意義和工程應用價值。

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