直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)多音掃頻干擾性能分析

席有猷,程乃平

(裝備學(xué)院,北京101416)

1 引 言

直接序列擴(kuò)頻(以下簡(jiǎn)稱直擴(kuò))通信是利用高速率的偽碼序列在發(fā)送端對(duì)基帶數(shù)據(jù)進(jìn)行頻譜擴(kuò)展,在接收端用相同的偽碼序列進(jìn)行解擴(kuò)。由于直擴(kuò)通信具有較強(qiáng)的抗窄帶干擾及抗多徑干擾能力,20世紀(jì)80年代開始,直擴(kuò)通信廣泛應(yīng)用于電子戰(zhàn)中的通信對(duì)抗[1]。

目前,國(guó)內(nèi)外針對(duì)直擴(kuò)系統(tǒng)的干擾方式很多,掃頻式干擾和多音干擾是直擴(kuò)系統(tǒng)常見的干擾形式。文獻(xiàn)[2]提出了一種部分頻段階梯式線性掃頻干擾方法,即采用階梯式步進(jìn)的方式完成掃頻干擾,雖然減少了掃描時(shí)間,但犧牲了掃頻精度。文獻(xiàn)[3]對(duì)寬帶掃頻式干擾進(jìn)行了仿真和FPGA實(shí)現(xiàn)。文獻(xiàn)[4]分析了多音信號(hào)對(duì)直擴(kuò)系統(tǒng)的干擾效果,證明了多音干擾效果依賴于音調(diào)位置,但并沒有研究未知系統(tǒng)最佳干擾音調(diào)的位置。文獻(xiàn)[5]僅分析了不同音調(diào)位置干擾超寬帶系統(tǒng)時(shí)的誤碼率。上述研究只是分析了掃頻干擾和多音干擾存在的缺點(diǎn),并沒有提出解決的方法。

本文針對(duì)多音干擾時(shí)音調(diào)位置難以確定以及掃頻干擾時(shí)掃描時(shí)間較長(zhǎng)的缺點(diǎn),結(jié)合兩種干擾策略的優(yōu)勢(shì),提出多音掃頻干擾技術(shù),通過理論分析和仿真驗(yàn)證,證明其具有較好的干擾效果。

2 直擴(kuò)系統(tǒng)的掃頻干擾性能分析

掃頻干擾就是利用一個(gè)相對(duì)窄帶的干擾信號(hào)在某時(shí)間段上掃頻,在掃頻時(shí)間段的某一時(shí)刻,干擾信號(hào)的頻率是固定的,受干擾的頻譜僅僅是落在該頻率附近窄帶內(nèi)的小部分頻譜[6]。但由于干擾信號(hào)是掃頻的,在長(zhǎng)時(shí)間內(nèi)可以干擾很寬的頻率范圍。掃頻干擾最大的優(yōu)勢(shì)是不需要頻率引導(dǎo)即可對(duì)敵方的某一頻段無(wú)線電信號(hào)進(jìn)行干擾。針對(duì)敵方的接收機(jī),不管其工作于哪個(gè)頻率,只要是在掃頻帶寬之內(nèi),都會(huì)受到不同程度的干擾。直擴(kuò)通信系統(tǒng)通過頻譜展寬后,大幅降低了信號(hào)的幅度。因此,通信信號(hào)的頻率檢測(cè)是十分困難的,掃頻干擾通過干擾信號(hào)的掃描實(shí)現(xiàn)全頻段干擾,免除了對(duì)信號(hào)頻率的偵察和估計(jì)。

掃頻干擾本質(zhì)上是一個(gè)壓制性部分頻帶干擾,其應(yīng)用于直擴(kuò)系統(tǒng)時(shí),存在著一些缺點(diǎn),一方面,針對(duì)直接擴(kuò)頻系統(tǒng),掃頻干擾需要掃描的帶寬范圍大,要求掃頻速率要足夠快,才能保證在有限的時(shí)間內(nèi)覆蓋整個(gè)頻段。另一方面,為了不遺漏需要干擾的頻率,掃頻干擾的掃頻速率要足夠慢,即其頻率步進(jìn)要小。兩者存在矛盾,需要根據(jù)實(shí)際的干擾情況進(jìn)行綜合考慮。單音掃頻干擾原理如圖1所示。

圖1 單音掃頻干擾原理圖Fig.1 Schematic diagram of single tone frequency sweeping jamming

3 直擴(kuò)系統(tǒng)的多音干擾性能分析

多音干擾就是根據(jù)干擾策略將多個(gè)干擾音調(diào)置于頻譜內(nèi)的相應(yīng)的位置,這些音調(diào)的位置和數(shù)量都會(huì)影響干擾的效果,多音干擾本質(zhì)是一個(gè)部分頻帶干擾。多音干擾原理如圖2所示。

圖2 多音干擾原理Fig.2 Schematic diagram of multi-tone jamming

假設(shè)在一個(gè)部分頻段干擾中,干擾機(jī)功率擴(kuò)展到帶寬WJ上,整個(gè)信號(hào)擴(kuò)頻帶寬為WSS,定義 γ為干擾帶寬和信號(hào)帶寬的比值。

則干擾頻譜密度為

其中,J0表示干擾功率擴(kuò)展到整個(gè)信號(hào)帶寬時(shí)的干擾能量密度。假如SJ表示干擾信號(hào)的密度函數(shù),則對(duì)于BPSK調(diào)制的直接序列擴(kuò)頻信號(hào),比特誤碼率為[7,8]

其中,NT是改進(jìn)的噪聲分量密度,為

多音信號(hào)本質(zhì)也是一個(gè)部分頻段干擾,可以將部分頻段干擾的誤碼率公式推廣到多音干擾直接序列擴(kuò)頻信號(hào)中來(lái)。設(shè) θk表示相位差,NJ是存在的干擾音調(diào)數(shù)量,其誤碼率可以寫為[9]

多音干擾直擴(kuò)系統(tǒng)時(shí),要求干擾音調(diào)在最佳干擾位置,這需要事先對(duì)直擴(kuò)通信系統(tǒng)的載波頻率等參數(shù)有正確偵察。而直擴(kuò)系統(tǒng)優(yōu)異的抗干擾能力使得偵察變得十分困難,因此,多音干擾有其使用局限性。

4 直擴(kuò)系統(tǒng)的多音掃頻干擾性能分析

針對(duì)掃頻干擾和多音干擾應(yīng)用于直擴(kuò)系統(tǒng)時(shí)存在的不足,本文借鑒掃頻干擾的思路,利用多音干擾的方法,提出了多音掃頻干擾技術(shù)。

假設(shè)某一直擴(kuò)通信系統(tǒng)帶寬為B,將其等分為N段,則每一小段帶寬為B/N,用N個(gè)多音信號(hào)從每段的起始頻率開始實(shí)施掃頻干擾。這樣,需要完成的掃頻帶寬從B變?yōu)锽/N,從而降低了對(duì)掃頻速率的要求,同時(shí)提供了足夠小的掃頻頻率步進(jìn)。而且,多音掃頻干擾是全頻段掃頻干擾,不需要預(yù)先考慮音調(diào)位置策略。在某一時(shí)刻,多音掃頻干擾的效果相當(dāng)于多音干擾,其誤碼率完全可以用多音干擾的誤碼率來(lái)表示。多音掃頻干擾原理如圖3所示。

式中,μ0為真空磁導(dǎo)率,其值為μ0=4π×10-7 N/A2,JS為面電流密度,R為曲面上一點(diǎn)到空間上一點(diǎn)的距離矢量。

圖3 多音掃頻干擾原理Fig.3 Schematic diagram of multi-tone frequency sweeping jamming

5 仿真驗(yàn)證

假設(shè)信息碼的帶寬為50 kHz,采樣頻率為40 MHz,PN碼的帶寬為5 MHz,則每個(gè)信息碼含有800個(gè)采樣點(diǎn),每個(gè)PN碼含有8個(gè)采樣點(diǎn),每個(gè)信息碼內(nèi)含有100個(gè)PN碼,PN碼采用m序列,周期為31。調(diào)制方式采用BPSK,載波信號(hào)為余弦信號(hào),相位為0,載波頻率為5 MHz,采用高斯白噪聲信道,信噪比-20 dB。

假設(shè)信源信息碼的長(zhǎng)度為1 000,在Matlab仿真時(shí),首先隨機(jī)產(chǎn)生一位信息碼,經(jīng)過擴(kuò)頻、調(diào)制、解調(diào)、解擴(kuò)、濾波和判決等直擴(kuò)通信系統(tǒng)仿真流程,完成該信息碼的通信仿真。然后,通過循環(huán)完成該信源信息序列其余碼元的直擴(kuò)通信仿真。單個(gè)信息碼元的擴(kuò)頻過程如圖4所示。為了顯示方便,圖中擴(kuò)頻后信號(hào)只顯示整周期的1/10。仿真結(jié)果表明,在沒有干擾情況下,1 000個(gè)信息碼元都可以被準(zhǔn)確還原,誤碼率為0。

單音掃頻信號(hào)在單個(gè)信息碼元傳輸時(shí),其表現(xiàn)為一個(gè)單音干擾信號(hào),但是在整個(gè)信息碼元的傳輸過程中,其干擾全部系統(tǒng)帶寬。在Matlab仿真時(shí),單音掃頻信號(hào)時(shí)域表達(dá)式可寫為cos(2πf1t),掃頻帶寬設(shè)為10 MHz,掃描頻率 f1為 0.01×i MHz,i從1遞增到1 000,代表信息碼元的傳遞過程,伴隨i遞增,單音掃頻信號(hào)以步進(jìn)0.01 MHz干擾整個(gè)頻帶。

圖4 直接序列擴(kuò)頻系統(tǒng)仿真Fig.4 Simulation of direct sequence spread spectrum system

多音干擾信號(hào)的時(shí)域表達(dá)式為cos(2πf21t)+cos(2πf22t)+cos(2πf23t),其中,f21、f22、f23是音調(diào)頻率位置,其音調(diào)出現(xiàn)在3個(gè)固定的頻率上,因此f21、f22、f23也是固定值。

多音掃頻信號(hào)首先產(chǎn)生有3個(gè)音調(diào)的多音信號(hào),并將音調(diào)均勻分布在整個(gè)頻帶上,同時(shí),在信息碼的傳輸過程中,每個(gè)音調(diào)掃描調(diào)制信號(hào)的1/3帶寬。其時(shí)域表達(dá)式為:cos(2πf31t)+cos(2πf32t)+cos(2πf33t),其中 t表示仿真點(diǎn)數(shù) ,f31、f32、f33是多音掃頻信號(hào)的頻率,分別為(i-1)×0.01/3 MHz、3.34+(i-1)×0.01/3 MHz、6.67+(i-1)×0.01/3 MHz。同單音掃頻信號(hào)類似,隨著i的遞增,多音掃頻信號(hào)以步進(jìn)0.01/3 MHz覆蓋全部系統(tǒng)帶寬。

先假設(shè)多音干擾信號(hào)的3個(gè)音調(diào)均勻分布在系統(tǒng)帶寬上 ,即1 MHz、3 MHz、10MHz頻率點(diǎn)上 ,系統(tǒng)的誤碼率仿真結(jié)果如圖5所示。

圖5 不同信號(hào)干擾直擴(kuò)系統(tǒng)誤碼率仿真Fig.5 Simulation of BER with Different jamming signal for DSSS system

從圖5的仿真結(jié)果可以看出,3種干擾信號(hào)都可以對(duì)直擴(kuò)系統(tǒng)產(chǎn)生不同程度的干擾。然而,不針對(duì)載波頻率等參數(shù)專門設(shè)置干擾信號(hào)參數(shù)的情況下,多音干擾只能在信噪比十分低的情況下對(duì)直擴(kuò)系統(tǒng)產(chǎn)生有效干擾。雖然在信噪比較低的情況下,其誤碼率較高,但是,一般來(lái)說(shuō),干擾一個(gè)脈沖調(diào)制的數(shù)字通信,只要其誤碼率達(dá)到10-3以上,其通信即不能完成。當(dāng)信噪比大于10-1時(shí),則連續(xù)可變?cè)隽空{(diào)制的數(shù)字語(yǔ)音通信也不能正常通信,因此,大于10-1時(shí),更高的誤碼率意義不大。反而,在信噪比較高的情況下,多音掃頻干擾和單音掃頻干擾依然能產(chǎn)生有效干擾。綜合考慮,多音掃頻干擾的效果要明顯好于單音掃頻干擾信號(hào)和多音信號(hào)。經(jīng)過多次仿真實(shí)驗(yàn),誤碼率的曲線與圖5的仿真曲線基本一致。

圖6 優(yōu)化多音干擾頻率時(shí)直擴(kuò)系統(tǒng)誤碼率仿真Fig.6 Simulation of BER with better multi-tone jamming frequency for DSSS system

圖6的仿真結(jié)果表明,多音干擾十分依賴頻率引導(dǎo),在干擾頻率設(shè)置優(yōu)化的情況下,其干擾效果明顯。然而針對(duì)敵方直擴(kuò)通信系統(tǒng),很難在短時(shí)間內(nèi)獲得其系統(tǒng)參數(shù),因此,要獲得最佳多音干擾效果非常困難。綜合來(lái)說(shuō),多音掃頻干擾較前兩種方法有明顯的優(yōu)勢(shì)。

6 結(jié)束語(yǔ)

本文針對(duì)直擴(kuò)系統(tǒng)的單音掃頻信號(hào)和多音信號(hào)的干擾性能進(jìn)行了分析,通過研究?jī)煞N干擾方式各自的優(yōu)缺點(diǎn),揚(yáng)長(zhǎng)避短,提出了多音掃頻干擾的方法,面對(duì)直擴(kuò)系統(tǒng)的大帶寬和載波頻率難以獲取的實(shí)際情況,該方法一方面不需要頻率引導(dǎo),減少了偵察的難度,克服了多音干擾存在的問題;另一方面,其通過多個(gè)音調(diào)的同時(shí)掃描,降低了掃頻速率,干擾信號(hào)在目標(biāo)頻率附近的駐留時(shí)間增加,解決了單音掃頻存在的問題。對(duì)該干擾方法的分析研究和仿真驗(yàn)證表明,該方法對(duì)于直擴(kuò)系統(tǒng)的干擾能力明顯優(yōu)于已有的兩種方法。

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