一種無需輸入電壓檢測的單相有源PFC的研究

李華武 馬紅星 江劍鋒 楊喜軍（上海交通大學 電氣工程系，電力傳輸與功率變換控制教育部重點實驗室，上海 200240）

0 引言

單相有源功率因數校正技術（PFC），已經成為電力電子變換器領域中一種重要的變換器型式，出現了多種功率拓撲、調制方法、控制原理及實現技術，可以使網側諧波電流符合標準［1，2］。現有多種單相有源PFC的控制方法，如雙環控制、電壓跟隨控制、單周控制、直接控制以及無需輸出電壓檢測的開環控制等。對于傳統的雙環控制單相有源PFC，為了獲得理想的輸入交流電流波形和輸出直流電壓，需要設計輸入電流內環和輸出電壓外環控制器，為此需要檢測全部三種電量。一種無需輸入電壓檢測的控制方法［3］，即根據電感電流平均控制概念，在一個開關周期內，占空比決定于整個開關周期內電感電流的平均值和輸出電壓的平均值。鑒于開關頻率足夠高，此法可以通過將上一個開關周期的平均電流值保持到下一個周期來實現。只需檢測輸出電壓平均值和電感電流，具有一定的優點。本文對上述控制方法進行了理論分析，并利用MATLAB/SIMULINK進行了仿真分析，最后基于DSP TMS320F28335實現并實驗驗證了這種單相數字PFC。

1 無需輸入電壓檢測控制的原理

1.1 傳統方法基本無需輸入電壓檢測控制的原理

單相有源PFC包括單相有橋和單相無橋PFC兩類，主要由功率電路和控制電路構成。傳統的單相有橋有源PFC如圖1所示，主要由網側濾波電容C1、二極管整流橋B1、升壓電路（L1、S7、FRD1）和輸出濾波電容C2組成。其中，L1為升壓電感，S7為斬波IGBT，FRD1為反向快速恢復二極管。輸入單相交流電壓，期望得到單位輸入功率因數和平直的輸出直流電壓。

假定交流輸入電壓方程為

式中，Uin為交流輸入電壓有效值。

為簡化分析，假定得到的交流輸入電流為純正弦波，其方程為

式中，Iin為交流輸入電流有效值。

在平均電流控制時，輸入電流平均值為

設占空比函數為d，開關周期為Ts，根據大信號平均PWM開關模型

假定在一個開關周期中，輸入電壓固定不變。忽略升壓電感內阻、整流橋壓降、二極管壓降以及斬波IGBT的壓降。在穩態時，占空比的較為完整的表達式為

式中，Uout指輸出直流電壓平均值，Iout指輸出直流電流平均值。

第一項稱為電壓平衡分量［4］，定義為電壓占空比，代表輸出電壓給定值，與輸出功率無關，波形為純倒正弦波，與輸入交流電壓相位相反。只能維持空載輸出電壓。

第二項稱為電流強迫分量［4］，定義為功率占空比，其波形與電感電流有關，為電感電流的導數，其幅值與輸出功率有關，用于維持輸出功率。

在常規條件以及負載電流較低時，可以忽略第二項，輸入電壓與輸出電壓之間的關系為

式（7）的物理含義是，在每一個開關周期中，當輸入電流的平均值等于Uout（1 －，就實現了線性電阻，獲得單位輸入功率因數。這樣，單相有源PFC的脈沖形成原理如圖2所示。ton指任一開關周期中功率開關的導通時間，ts指開關周期。

圖1 單相有源PFC的功率電路與控制電路

圖2 單相有源PFC的脈沖形成原理

由圖2可知，當輸入電流的平均值與載波斜坡相交之前，功率開關導通，之后功率開關關斷。一個開關周期內占空比由整個開關周期內電感電流的平均值決定，這在控制上是違反常理的。但是相對開關頻率而言，輸入電壓的頻率非常低，這樣可以近似利用上一個開關周期內電感電流的平均值來代替本周期內電感電流的平均值，再與載波比較產生驅動功率開關的PWM波形。載波的幅值為輸出功率波動的函數，負載增加時，輸出電壓暫時下降，載波幅值升高，占空比隨之增加，迫使輸出電壓上升。反之，占空比減少，迫使輸出電壓下降。最終維持輸出電壓平衡，同時獲得單位輸入功率因數。基于以上說明，這種無需輸入電壓檢測的單相有源PFC的控制電路如圖1所示，圖中主要包括電壓誤差放大器電路、鋸齒波電路、電流鏡電路、平均值電路、比較電路等。

輸出電壓經過分壓后得到一個檢測電壓，該電壓通過濾波器U1與參考電壓（5.1V）比較和求誤差放大，所得電壓控制量與輸出功率變化有關。該電壓控制量乘以一個等幅值的鋸齒載波，就可得到一個幅值隨著輸出功率變化而變化的鋸齒載波，供應到比較器U2的非反向輸入端。輸出電壓最低頻率為2倍電源頻率，因此該環節的轉折頻率為10～20 Hz。

在PFC啟動之前，電流鏡電路，即電壓/電流轉換器電路，將反應電感電流的分流電阻R1的端電壓轉換為成比例的電流，并通過開通MOSFET S8釋放到地，而且電容C3和C4放電完全。在PFC啟動之后，關斷MOSFET S8。

在第一個開關周期內，開通 MOSFET S1和S4，短暫開通MOSFET S5，關斷MOSFET S2、S3和S6，轉換后的電感電流為電容C3充電，C4電壓代表起始電感平均電流，傳輸到比較器U2的反相輸入端。載波高于C4電壓時比較器U2輸出高電平，驅動功率開關S7導通。載波低于C4電壓時比較器U2輸出低電平，驅動功率開關S7關斷。

開始啟動階段，由于電容上沒有電壓，且電壓控制量偏高，導致占空比較大，應該進行限制和軟啟動。

在第二個開關周期內，開通MOSFET S2和S3，關斷MOSFET S1、S4和S5，短暫開通MOSFET S6，轉換后的電感電流為電容C4充電，C3電壓代表第一開關周期中電感平均電流，傳輸到比較器U2的反相輸入端。載波高于C4電壓時比較器U2輸出高電平，驅動功率開關S7導通。載波低于C4電壓時比較器U2輸出低電平，驅動功率開關S7關斷。

后續開關周期的開關過程可以類推。

在任一開關周期中，電容C3或C4的電壓表達式為

由上式，在任一開關周期中，電容充電電壓與電感電流平均值成正比，可以利用電容充電電壓代表電感電流平均值。

單相有源PFC進入正常工作中，MOSFET S1～S7的觸發脈沖、電感電流以及電容C3與C4的電壓之間的對應關系，如圖3所示。

1.2 改進無需輸入電壓檢測控制的原理

圖3 單相有源PFC的各種信號對應關系

雖然上述無需輸入電壓檢測控制的單相有源PFC能夠獲得完美的控制效果，但是存在原理性誤差，為此可以進行改進。在穩態時，如果能夠獲得電感電流的有效值，可以采用式（11）偏差，對當前開關周期內的電流平均值進行補償。

當開關頻率為25 kHz時單位幅值的電感電流的補償偏差為0.01776，所占比重僅為1.776%，因此無需對電感電流進行補償。

2 仿真分析與實驗研究

2.1 仿真分析

利用MATLAB/SIMULINK建立圖1所示功率電路和控制電路進行仿真。單相交流輸入220 V，期望直流輸出電壓平均值375 V，輸出功率可調，每只升壓電感1 mH，直流側濾波電容4x680 μF，開關頻率為 25 kHz，阻性負載。

仿真完全實現了單相有源PFC的電路功能，具有良好的功率因數校正效果。期望輸出電壓為375 V、負載電阻為50 Ω時，電流平均值與載波的對應關系如圖4所示，輸入電壓與輸入電流的對應關系如圖5所示，輸出電壓平均值為375 V，紋波電壓峰峰值為9.0 V。

圖4 電感電流平均值與載波的仿真波形

2.2 實驗結果

控制電路主要包括硬件濾波電路和數字控制軟件，前者將檢測來的相關信號進行濾波，其中電流差動放大器的截止頻率設置為5 kHz左右，電壓誤差放大器的截止頻率設置為20 Hz左右。后者進行AD轉換、標定和運算。圖1所示的模擬控制方案對應數字控制方案如圖7所示，顯然后者大為簡化。

圖7 單相有源PFC的功率電路與控制電路

為了驗證上述分析的正確性，采用支持浮點運算的DSP TMS320 F28035設計控制軟件和編制應用程序，搭 建PFC實驗平臺進行實驗。額定輸入電壓為220 VAC，工頻50 Hz。期望輸出電壓平均值為375，輸出額定功率為2.5 kW。采用鐵氧體設計PFC電感，25 kH、85（C和額定電流下的感值約為 500 μH。濾 波 電 容 取 值為 4x680 μF，IGTB 采 用RJH60F7ADPK:50 A/100（C/600 V，FRD采用 SiC CSD20060D:20A/150（C/600V。

圖8和圖9給出了220 V輸入電壓和不同輸出功率時輸入電流的實測波形，可見功率因數校正效果良好。

3 結束語

針對一種無需輸入電壓檢測的單相有源PFC進行理論分析的基礎上，利用MATLAB/SIMULINK進行了仿真分析，并基于DSP TMS320F28335進行了數字實現，這種控制方法無需輸入電壓檢測，在一定程度上可以簡化系統設計。

［1］ Electromagnetic Compatibility. Part 3: Limits-Sect. 2: Limitsfor Harmonic Current Emission（Equipment Input Current@ 16 A Per Phase），IEC 1000－3－2，1995.

［2］林海雪，孫樹勤.電力網中的諧波［M］.北京:中國電力出版社，1998.

［3］徐小杰，侯振義.無輸入電壓檢測的平均電流型功率因數校正［J］.電源技術應用，2003，6（8）:388－390.

［4］ Wanfeng Zhang，Guang Feng，Yan － Fei Liu and Bin Wu.A Digital Power Factor Correction（PFC）Control Strategy Optimized for DSP.IEEE Transactions ON Power Electronics，2004，19（6）:1474－1485.