單元串聯變頻器應用及調速控制方法

高玥

(沈陽市裝備制造工程學校，遼寧 沈陽 110024)

1 單元串聯變頻器應用及調速控制方法

由于單元串聯逆變電路是將功率器件按全橋逆變結構組成電路基本單元。與二極管箝位式和電容箝位式兩種拓撲結構不同的是，它是基本單元的并－串聯組合電路。該電路通常稱為H橋逆變電路，串級是指把這些各自獨立的電路單元串聯在一起，以滿足電路需要的高電壓的要求。

單元串聯多電平PWM電壓型變頻器是將幾個橋式整流電路多重聯結可以減少輸入諧波電流，采用多重化整流電路可以提高功率因數。為了便于對單元串聯型多電平高壓變頻器進行分析，以移相20°構成的18脈波整流電路為多重化整流電路為例。假設整流變壓器各繞組的線電壓之比為1∶1，假定直流環節電流為恒定值，這種條件一般在電流源型變頻器中近似成立，在電壓源型變頻器中，直流環節電流則為脈動狀。

2 載波移相SPWM調制方法

載波相移SPWM(Carrier Phase Shifting SPWM CPS－SPWM)調制方法的技術的基本思想是:對于由N個單元H橋組成的單相逆變器，各個單元H橋都采用低開關頻率的SPWM的調制方法，每個單元H橋都采用同一個調制波，用N組三角載波分別進行調制，各三角載波具有相同的頻率和幅值，但相位依次相差固定的角度，從而使每個單元H橋輸出的SPWM脈沖錯開一定的角度，等效開關頻率大大增加，經過疊加后逆變器最終輸出的波形是一個多電平的階梯波，選擇合適的相移角度就能使輸出電壓的諧波含量大幅度減少。

圖1 18脈波整流電路結構圖

載波移相SPWM調制法是一種適合于單元串聯多電平高壓變頻器的SPWM方法。單元串聯型多電平高壓變頻器中的每個功率模塊的SPWM脈沖信號由三角載波和正弦調制波比較產生。每相所有模塊的正弦調制波都相同，但相鄰模塊的載波之間存在相移角，這就使得各模塊產生的SPWM脈沖的基波相位、幅值均相同，但脈沖不重合，各功率模塊的最終疊加輸出電壓的等效開關頻率大大提高。所以可在不提高開關頻率的前提下，減少輸出諧波。

2.1 單極性的載波移相SPWM

在單極性的載波移相SPWM法中，每個模塊的SPWM脈沖均由一個正弦調制波和一個三角載波比較產生得到。在ur的正半周，在功率單元內保持S3關斷，S4導通。當ur＞uT時，S1導通，S2關斷，功率單元輸出電壓V0=+Ed;當ur＜uT時，S1關斷，S2導通，功率單元輸出電壓V0=0;在ur的負半周，保持S1關斷，S2導通，|ur|＞|uT|時，S3導通，S4關斷，功率單元輸出電壓V0= －Ed;當|ur|＜ |uT|，S3關斷，S4導通，功率單元輸出電壓V0=0，這樣就得到了一個模塊的輸出電壓的SPWM波形。

若每相有N個功率單元串聯，每一相內N個模塊的正弦調制波都相同，為同一個正弦調制波。但相鄰模塊的載波卻依次移開θc=2π/N的載波相位角(相對于三角載波周期而言)。如A相，功率單元A1的三角載波移相角δ1=0，A2的三角載波移相角δ2=2π/N，A3的三角載波移相角δ3=(3－1)2π/N;……AN的三角載波移相角δN=2π(N－1)/N。用這N個依次移開θc相位角的三角載波與同一個正弦調制波進行比較，產生N組控制信號，分別驅動N個功率單元內的H橋逆變器(如圖2所示)，便得到A1～AN的輸出電壓uA1，uA2，……uAN。相電壓即為N個模塊輸出電壓疊加，即得到多電平無諧波輸出電壓UAN=uA1+uA2+uA3+……+uAN。這種串聯不存在器件均壓問題。

圖2 兩功率單元串聯的單極性載波移相SPWM

每個功率模塊輸出電壓的基波含量相同，但由于載波存在相移，故N個模塊串聯疊加后的相電壓的等效開關頻率為每個模塊輸出電壓頻率的N倍，即Nfc。這有利于較少輸出諧波含量，又不會增加開關損耗。

利用雙重傅立葉級數變換，A相輸出電壓U可表示為:

可見在每相N個功率單元串聯的多電平逆變器中，相電壓有2N+1個電平。逆變器輸出UAN中只含有mN倍載波頻率附近的邊帶諧波，即高頻諧波分布在等效開關頻率Nfc的整數倍，其中最低諧波為Nfc附近的載波邊帶諧波。串聯個數N越多，諧波抑制效果就越好。只有載波移相角θc=2π/N，輸出波形效果最好。

2.2 雙極性二重化載波移相SPWM調制方法

(1)兩種方式的載波移相二重化SPWM調制方法

在二重化的載波移相SPWM調制方法中，每個功率單元模塊的SPWM脈沖可由一個爭先調制波與一個反相(相差180°)的三角載波比較產生(稱之為方式Ⅰ)，也可以有一對反相的正弦調制波與一個三角載波比較產生(稱之為方式Ⅱ)。

方式Ⅰ 在此方式中任一功率單元模塊的PWM脈沖均由一個正弦調制波ur與一堆反相的三角載波±uT比較產生。正弦調制波的頻率為fm，三角載波的頻率為fc，周期為Tc。調制波ur與三角波±uT比較，控制功率單元H橋逆變器左半橋臂上下兩個開關管S1與S2的動作。ur與三角載波的反相信號－ur比較，控制H橋逆變器右半臂上下兩個開關S3和S4的動作。若ur大于+uT，則L1(比較結果)為高，反之L1為低;L1與分別控制S1和S2的通斷。對于右橋臂，則比較規則相反，若ur小于－uT，則R1為高電平;反之，ur大于－uT，R1則為低電平;R1與分別控制S3和S4的通斷。L1與R1信號之差即代表了兩橋臂中點輸出端T1和T2之間的電壓波形，即功率單元的輸出電壓u0的波形。功率單元的二重化SPWM調制原理(方式Ⅰ)如圖3所示。

方式Ⅱ 在該方式中，任一功率單元的SPWM脈沖均由一堆反相的正弦調制波與一個三角載波比較產生。功率單元二重化SPWM調制原理如圖4所示。

圖3 方式Ⅰ的二重化SPWM調制原理

正向調制波±ur與三角波uT比較，若ur＞uT，則L1(比較結果)為高，反之L1為低電平。L1與分別控制功率單元H橋逆變器左半臂上下開關管S1和S2的通斷。對于右半橋臂，則由反相調制波－ur與載波uT比較。同理若－ur＞uT則R1(比較結果)為高電平，反之R1為低。R1與分別控制H橋右半橋臂上下開關管S3和S4的通斷。L1與R1信號之差即代表了功率單元兩橋臂中點輸出端T1和T2之間的電壓波形，即功率單元的輸出電壓波形uo。

圖4 方式Ⅱ的二重化SPWM調制原理

不論是方式Ⅰ還是方式Ⅱ，在一個開關周期S1到S4僅通斷一次，而輸出電壓為兩個脈沖。這說明輸出電壓脈沖頻率為開關管工作頻率的2倍。二重化的SPWM調制方法提高了等效的載波頻率，減少了輸出電壓的諧波含量，降低了開關損耗。

3 結論

對于級聯多電平逆變器，不論每相內串聯單元個數N為偶數還是奇數，采用二重化的載波移相SPWM調制方法時，可統一采用載波半周期的移相方式，即載波移相角為:

或

當N為奇數時，既可采用載波半周期移相方式，也可采用載波全周期移相方式，二者均可，輸出波形效果等效。但當N為偶數時，采用載波半周期移相方式的調制效果比采用載波全周期移相方式的調制效果好，主要表現在前者比后者的電平數多，前者比后者的等效開關頻率高一倍，在波形質量及諧波抵消方面，前者優于后者。

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