零電壓零電流PWM半橋三電平逆變式充電機的研究

王海，朱恩玉，王春艷

(沈陽廣角成套電器股份有限公司，遼寧 沈陽 110045)

1 引言

傳統(tǒng)煤礦蓄電池電機車用隔爆型充電機大都采用晶閘管整流式直流電源，存在體積大、重量重、效率低、可靠性差等缺點。為解決上述問題，我們開發(fā)了逆變式充電機，主電路采用半橋變換器，逆變頻率為10kHz，額定充電電流為100A，額定充電電壓為300V，效率達到了90.5%。由于輸出功率大，開關頻率高，開關管損耗較大，而充電機為隔爆型結構，散熱比較困難。采用熱管技術雖可解決問題，但成本較高。為了減小開關管的開關損耗，要求實現(xiàn)開關管的軟開通和軟關斷。

逆變式充電機由于是高輸入(660V交流電壓，有時可達750V)/高輸出(300V/100A)功率變換場合，開關管承受電壓應力較大，而高壓IGBT的價格較高，因此將三電平逆變器技術應用于充電機中，具有降低開關管的電壓應力、減小輸入、輸出濾波器等優(yōu)點，實現(xiàn)開關管的軟開通的軟關斷。

2 三電平逆變式充電機電路結構

三電平逆變式充電機的原理框圖如圖1所示。

圖1 三電平逆變式充電機原理方框圖

三相660V、50Hz交流電經(jīng)過三相全橋整流、濾波后變換為直流電，直流電壓經(jīng)過ZVZCSPWM半橋三電平變換器變換為頻率f2=10kHz的交流方波，經(jīng)中頻變壓器耦合，通過輸出整流器整流成直流電，經(jīng)輸出電抗器濾波后變?yōu)槠交绷麟姽┏潆娛褂谩１Ｗo電路中設計了過壓、過流、過熱等保護，防止開關管損壞。

3 ZVZCS PWM半橋三電平變換器原理

圖2為ZVZCS PWM半橋三電平變換器的主電路。

圖2 ZVZCS PWM三電平變換器主電路

圖中，Cd1和Cd2為半橋橋臂電容，容量相等，它們的電壓均為輸入電壓的一半，即Vd1=Vd2=Vin/2。L1k是高頻變壓器原邊漏感，D5和D6為續(xù)流二極管，Q1和Q4為超前管，Q2和Q3為滯后管，C1和C4為超前管并聯(lián)電容，C1、C4和L1k一起實現(xiàn)超前管 Q1、Q4的ZVS。Css為飛跨電容，分別將兩只超前管和兩只滯后管的開關過程連接起來。Cb是阻斷電容，它使中頻變壓器原邊電流ip，在零狀態(tài)時減小到零，三極管D7和D8用于防止ip減小到零后反方向流動，從而實現(xiàn)滯后管Q2和Q3的ZCS。

圖3示出ZVZCSPWM半橋三電平變換器的一個開關周期的工作波形。

變換器在一個開關周期中有10種開關模態(tài):

(1)開關模態(tài)0［t0時刻］。在t0時刻Q1和Q2導通，VAB=Vin/2，原邊電流給阻斷電容Cb充電。原邊電流Ip0=Io/k，其中I0為輸出充電電流，K為高頻變壓器原副邊匝比。

(2)開關模式 1［t0，t1］。t0時刻關斷 Q1，ip給C1充電，同時通過Css給C4放電，由于有C1、C4，Q1是零電壓關斷。t1時刻，續(xù)流二極管D5導通。

圖3 ZVZCS PWM半橋三電平變換器主要波形圖

(3)開關模式2［t1，t2］。D5導通后，C4的電壓被箝在0，因此可以零電壓開通Q4。

(4)開關模式3［t2，t3］。開關模式 3 中，ip=0，VAB=Vcbp，此時Q2中沒有電流流過，因此Q2是零電流關斷。(5)開關模式4［t3，t4］。t3時刻，開通 Q3，由于漏感存在，ip不能突變Q3近似為零電流開通。

(6)開關模式 5［t4，t5］。從t4時刻開始，原邊為負載提供能量，同時給阻斷電容Cb反向充電。阻斷電容上的電壓為下一次Q3零電流關斷和Q2零電流開通做準備。在t5時刻，關斷Q4，開始［t5，t10］的另一個半周期，其工作情況類似前面描述的［t0，t5］。

4 移相控制

逆變式充電機為了降低IGBT的開關應力，應用三電平技術，提出了ZVZCS PWM半橋三電平逆變器，這實質(zhì)上是移相諧振式軟開關電路。在圖1中，Q1和Q4是超前管，Q2和Q3是滯后管，通過調(diào)節(jié)超前管和滯后管導通的相位差來調(diào)節(jié)輸出功率。移相控制選用移相諧振全橋變換控制器UC3879作為控制芯片。

UC3879應用電路如圖4所示。

圖4 UC3879應用電路圖

(1)Vc=Vin=VUVSEL=15V。

(2)振蕩頻率f=4/RTCT=4/(R104+W101)*C109，設置f=10kHz。由于本電源模塊采用電壓控制方式，因此RAMP引腳直接與CT腳相接。

(3)電流反饋環(huán)節(jié)電流調(diào)節(jié)器是利用UC3879內(nèi)誤差放大器進行的。該誤差放大器的同相輸入端在芯片內(nèi)固定為2.5V，作為電流給定的基準信號。給定電流信號Ug與霍爾傳感器檢測到的電流反饋信號Uf經(jīng)過運算后得到控制電壓Vk，Vk送到誤差放大器的反向輸入端EA－，誤差放大器輸出端COMP電平調(diào)節(jié)移相角的大小。電阻和電容跨接在反向輸入端和COMP端之間，作為補償網(wǎng)絡，實質(zhì)上是一個比例積分(PI)調(diào)節(jié)器。

(4)保護電路為了保護主功率管不致過流、過熱、過壓而損壞，將各保護信號經(jīng)過或運算后引到UC3879的電流檢測端CS實現(xiàn)保護。

(5)軟起動電路軟起動引腳接3.3μF電容，以保證有充足的軟起動時間，VREF引腳產(chǎn)生一個精確度很高的5V電壓基準信號。

(6)時間延遲電路超前管Q1和Q4的死區(qū)時間由接在DLYC－D引腳的電阻電容決定。決定超前管死區(qū)時間的因素有兩個:①超前管實現(xiàn)零電壓的范圍;②受初級最大占空比的限制。滯后管Q2和Q3的死區(qū)時間由接在DLYA－B引腳的電阻電容來決定，滯后管的死區(qū)時間取決IGBT的少數(shù)載流子的復合時間。

5 實驗結果

利用ZVZCSPWM半橋三電平變換器，研制了一臺300V/100A的充電機樣機，用于煤礦蓄電池電機車充電。其主要技術指標為:Vin=660V/50Hz，電壓波動范圍為±15%;額定充電電壓U0=300V;額定充電電流I0=100A;開關頻率為10kHz。

元件選擇:Q1－Q4為 FF300R12KT4，D5－D8為MZC200TS120S，D9－ D10為 APTDF400KK120G，D11－D12為 APTDF400AA120G，中頻變壓器鐵芯為 2只ONL165115050納米晶鐵芯，變壓器變比為1.1∶1。

圖5示出了UC3879輸出的移相控制信號波形。

UC3879輸出4路移相控制信號:OUT－A，OUTB，OUT－C，OUT－D。波形圖中:波形1為 OUT－D，對應驅(qū)動Q1;波形2為OUT－A，對應驅(qū)動Q2;波形3為OUT－B，對應驅(qū)動Q3;波形4為 OUT－C，對應驅(qū)動Q4;UC3879輸出的移相控制信號通過集成驅(qū)動電路 M57962K，驅(qū)動 IGBT:Q1－Q4。

圖6、圖7示出超前管Q4在不同負載時的開關波形。

圖5 UC3879移相控制波形

圖6 超前管Q4(U0=62.5、I0=20A)開關波形

圖7 超前管Q4(U0=247V、I0=80A)開關波形

其中波形1為Q4的VGE波形，波形2為 Q4的VCE波形，波形3為中頻變壓器初級電流ip波形。圖中可見驅(qū)動信號VGE升至15V前，VCE=0V，所以Q4為ZVS開通。當驅(qū)動信號VGE降至0V后，VCE才升至高電壓，所以Q4為ZVS關斷。

圖8、圖9示出滯后管Q3在不同負載時的開關波形。

其中波形1為Q3的驅(qū)動信號VGE，當VGE升至15V時，波形2即Q3的VCE=0V，此時波形3即中頻變壓器初級電流ip=0，所以Q3是ZCS開通。當Q3的VGE降至0前，VCE=0V，ip=0，所以Q3是ZCS關斷。

圖8 滯后管Q3(U0=61V、I0=20A)開關波形

圖9 滯后管Q3(U0=308V、I0=100A)開關波形

實驗樣機在V0=307V，I0=100A滿載時，效率達到了η=93.2%。

6 結論

實驗表明，ZVZCS PWM半橋三電平逆變式充電機的研制，實現(xiàn)了主開關管的零電壓和零電流開關，而且零電壓零電流開關范圍較大。軟開關的實現(xiàn)降低了開關管的開關損耗，中頻變壓器初級的導通損耗也大大減小，沒有大的附加環(huán)流使得充電機效率得到提高。這些特點使得該電路在高電壓輸入、大功率輸出方面有突出的優(yōu)點。采用移相諧振控制器UC3879，使得充電機控制簡單、方便、外圍元件少，且具有軟起動、逐周限流和完善的保護功能。

［1］阮新波，嚴仰光.直流開關電源的軟開關技術［M］.北京:科學出版社，2000.

［2］張之梁，阮新波.零電壓開關PWM全橋三電平變換器［J］.中國電機工程學報，2005，25(16):17 －22.

［3］陸治國.實用電源技術手冊開關電源分冊［M］.沈陽:遼寧科學技術出版社，2008.