船用單路Buck斬波器參數優化設計與試驗

高嵬 張俊洪

(海軍工程大學電氣與信息工程學院，武漢 430033)

1 引言

某艇直流電機曾因其勵磁斬波器開關管故障導致飛車事故，在進行改裝后又常出現開關管吸收電阻過熱問題，為整個系統的安全可靠運行留下隱患。本節通過對該電路進行參數優化[1,2]，較好地解決了其吸收電阻過熱問題。

圖1是某直流電機的勵磁斬波電路圖。其中變壓器原邊接230 V交流電，通過調整，副邊輸出80 V電壓。通過單相不控整流，將正弦交流電整流為直流電輸出，加在電機勵磁繞組兩端。C1為濾波電容，用于濾掉電壓整流后的高次諧波。D2為續流二極管，當勵磁繞組兩端電壓由于MOSFET關斷截止時，產生續流保護作用。

Q為MOSFET，由電機調頻組件輸出PWM信號控制其導通截止，從而控制勵磁繞組兩端加載的電壓高低，起到降壓作用。R1，D1，C2為緩沖吸收電路，當MOSFET關斷時，直流電經二極管D1向電容C2充電，電容電壓緩慢上升，以抑制作用于MOSFET的電壓變化率和尖峰電壓。當MOSFET開通時，電容通過電阻 R1放電，限制了器件中的開通尖峰電流。在這一周期中，充入電容的能量全部要消耗在放電回路中，主要消耗在電阻R1上。

圖1 某直流電機的勵磁斬波電路圖

2 仿真分析與計算

2.1 從吸收電阻耗能方面考慮

由電力電子相關理論分析，MOSFET開關一次，該緩沖吸收電路中的電容充放電一次，每一周期充入電容的能量全部要消耗在放電回路中，主要消耗在電阻R1上[3,5]。由電容波形可以看出，一個周期內充放電波形與橫軸組成的面積近似等于半個周期同幅值的方波與橫軸組成的面積。因此，在計算能量時近似用方波來代替，且幅值為Uk，電容器C充電到電壓Uk，所吸收的能量

由圖3可見，對方波而言，每個周期內C充放電各1次，該電容充放電的能量全部被電阻R吸收。故R的耗能功率為：

上式其實是一種極端情況，在實際中并非方波而是正弦波，電容的能量有部分可返回電源而不是全部消耗在電阻上；開關電源的占空比不一定為50%，且充電峰值達不到Uk。以上因素對電阻耗能的影響有抵消作用。故在工程上可以近似認定（2）式即為電阻耗能功率，從而作為選擇吸收電阻的耗能依據[4]。

圖2 MOSFET并聯RCD緩沖模塊

圖3 吸收電容電壓波形

在開關頻率一定，電容充電峰值基本保持不變的情況下，吸收電阻的耗能功率與吸收電容的容量成正比，因此盡可能選用小電容對減小電阻的發熱功率有一定的作用。

2.2 從降低MOSFET開通峰值電流上考慮

取輸入電壓 80 V，頻率 50 Hz，濾波電容C1=470 μF，吸收電阻R1=18 Ω，吸收電容C2=0.22 μF，MOSFET的開關頻率按照整個控制回路的固有時鐘取f=500 Hz，即調頻板輸出PWM信號頻率為500 Hz，而電機勵磁繞組按照電機本身參數取值。

圖4為整流橋輸出濾波后電壓波形，圖5為整流橋穩態輸出波形，可以看到直流波形有脈振情況產生，并不是很理想。圖6為穩態時流經開關管的電流波形，可以看出由于主回路沒有電感，即無開通吸收電路，造成開關管開通沖擊電流大概為工作電流的9倍，這必然會對長期工作制的開關管造成損害。

圖4 整流橋輸出濾波后的直流電壓

圖5 整流橋輸出濾波后直流電壓的穩態波形

圖6 開關管電流波形

2.3 通過調整吸收電容消除開通沖擊電流的嘗試

在保證電路原拓撲結構不變的前提下，增加電容至 22 μF，此時開關管上的電流波形如圖 7所示。注意到雖然開通時的沖擊電流減小，但是整個開關管開通工作電流的幅值由原來的 0.5 A增大為0.7 A，同時波形變差，這對開關管穩定可靠工作而言是不利的。

圖7 C2=22 μF時的開關管電流波形

繼續增大電容至470 μF，此時開關管上的電流波形如圖8所示。開通時的沖擊電流進一步減小，開關管開通工作電流的幅值增大至0.9 A左右，并且開關管進入穩態工作（即工作電流保持基本不變）的時間變長，沖擊電流回落時間增加，這對開關管穩定可靠工作而言同樣是不利的。

圖8 C2=470 μF時的開關管電流波形

由此可見，增大吸收電容的方法不可取。

減小電容至2.2 nF，開關管上的電流波形如圖9所示。開通時的沖擊電流的值基本上無變化。

圖9 C2=2.2 nF時的開關管電流波形

由此可見，吸收電容減小對降低開通沖擊電流無影響。因此，當電容減小到一定程度時，沖擊電流將保持不變。因此，僅僅單純的改變吸收電容的大小并不能較好的解決開關管開通沖擊的問題。

2.4 通過調整吸收電阻消除開通沖擊電流的嘗試

圖10和11分別是提高吸收電阻值，使R1=50 Ω和R1=200Ω，C2=0.22 μF時，流經開關管的電流波形。可見，提高吸收電阻的阻值，開關管上的沖擊電流明顯下降，并且工作電流幅值基本保持不變，但隨之而來的是吸收電阻“沖擊損耗”的增加，因此需要利用（2）式綜合考慮。

圖10 R1=50 Ω時流經開關管的電流波形

圖11 R1=200 Ω時流經開關管的電流波形

由于在開關管開通瞬間吸收電阻兩端流過沖擊電流，因此沖擊功率損耗 P2=I21R也成為吸收電阻發熱功率的來源之一。圖12、圖13所示，R=18 Ω和 R=200 Ω時吸收電阻的沖擊電流波形，其峰值分別為 I1(R=18Ω)=4.4 A，I1(R=200Ω)=0.55 A。

圖12 R1=18 Ω時吸收電阻的沖擊電流波形

圖13 R1=200 Ω時吸收電阻的沖擊電流波形

注意到開關管關斷時，有負向沖擊電流產生，其值恒定不變為 I＇1=-0.5 A，因此 P2(R=18Ω)=I21R1+I’21R1=352.98 W，P2(R=200Ω)=I21R1+ I’21R1=110.5 W，減小了3倍，因此，提高吸收電阻的阻值可以有效地減少其沖擊損耗，同時還能抑制開關管的開通峰值電流。但是，注意到負向沖擊電流的恒定不變，隨著吸收電阻阻值的提高，P2也隨之增加，若令 R1=400 Ω，P2(R=400Ω)=I21R1+I’21R1=243.56 W。 因此，吸收電阻的阻值選取有一定的范圍。

取樣，通過Matlab仿真可得表1。

表1 Matlab仿真取樣表

當 R1在 150～170Ω之間取值時，P1為最小值，即吸收電阻沖擊損耗最小。

2.5 從交流端輸出幅值電壓方面考慮

圖14為輸入電壓為200 V，吸收電阻R1=18 Ω，吸收電容C2=0.22 μF時的開關管電流波形和吸收電阻電流波形。可以看出峰值電流與吸收電阻沖擊電流都比較大，對開關管的穩定性和吸收電阻的發熱功率均有較大影響。

圖15為輸入電壓為200 V，吸收電阻R1=150 Ω，吸收電容 C2=0.22 μF時的開關管電流波形（左）和吸收電阻電流波形（右）。峰值電流與吸收電阻沖擊電流明顯降低，說明該吸收電阻阻值選取使得 RCD吸收電路在高壓情況下仍然可以有效的保證開關管正常工作。

圖14 U=200 V, R1=18 Ω,C2=0.22 μF 的開關管（左）和吸收電阻電流波形

圖15 U=200 V, R1=150 Ω,C2=0.22 μF 的開關管（左）和吸收電阻電流波形

圖16為該型電機單路斬波器參數優化前后的開關管兩端電壓波形對比圖。參數優化前的開關管電壓含有很大的諧波成分，造成其吸收電阻發熱嚴重；參數優化后，諧波成分基本消除，吸收電阻發熱量顯著下降。表2為參數優化前后吸收電阻發熱情況。

表2 參數優化前后吸收電阻表面發熱情況對比

3 結束語

1）在開關頻率一定，電容充電峰值基本保持不變的情況下，吸收電阻的耗能功率與吸收電容的容量成正比；

2）適當增大電容和吸收電阻阻值可以抑制開關管開通峰值電流；

3）增加吸收電阻阻值可以減小開通時流過吸收電阻的沖擊電流，但關斷時流過吸收電阻的沖擊電流不受影響；

4）吸收電阻的發熱功率由耗能功率和沖擊損耗兩部分疊加而成，由此可確定阻值的選取范圍。

正確選取吸收電路的參數，可以比較有效地保證開關管的正常工作，同軟開關相比，吸收電路具有控制簡單、結構簡單、工程上易于實現等優勢。但由于單路斬波器的可靠性不高，一旦開關管故障，會造成整個系統不能正常工作。

圖16 開關管兩端電壓波形

[1]孫心豐，張俊洪，高嵬. 基于船用勵磁電路的參數優化與仿真分析[J]. 電力自動化設備，2010.5,p.22～25.

[2]GAO Wei, ZHANG Junhong, WU Xusheng, et al.Analysis of snubber circuit parameters based on an excitation controlling circuit[C]. IEEE ICEEAC2010,Zibo, China, 2010.11.

[3]李自淳, 彭輝, 夏維珞, 符仲恩. 勵磁系統 RC電路中電阻功率的計算[J]. 上海大中型電機, 2006. No.3,5～10.

[4]黃俊, 王兆安. 電力電子變流技術（第二版）[M]. 北京： 機械工業出版社, 2000.

[5]陳堅. 電力電子學—電力電子變換和控制技術（第二版）[M]. 北京： 高等教育出版社, 2004.