基于矢量控制的永磁同步電動機回饋制動的仿真與研究

2011-06-19 03:00:42張德望朱孝勇顧劍波

微特電機 2011年3期

全力，張德望，朱孝勇，顧劍波

(江蘇大學，江蘇鎮江212013)

0 引言

近年來，電動汽車作為零污染的新能源汽車受到世界各國的高度重視，而再生制動作為提高電動汽車電能利用率的重要手段，已成為研究熱點之一。同時，永磁同步電動機以體積小、重量輕、效率高的優點在電動汽車中正在獲得廣泛應用，本文根據電動汽車再生制動的特點，從永磁同步電動機的模型出發，分析了在不同定子電流矢量下的電機感應電勢和轉矩，以及直流側電壓對電機轉矩的影響，論述了在整個回饋制動過程中如何實現定子電流的矢量控制，最后確定了永磁同步電動機回饋制動的優化方案，給出仿真結果。

1 永磁同步電動機矢量控制系統簡介

矢量控制的基本原理是通過測量和控制電機定子電流矢量，根據磁場定向原理分別對電機的勵磁電流和轉矩電流進行控制，從而達到控制異步電動機轉矩的目的。對永磁同步電動機來說，轉子磁通是由轉子上的永磁體激勵產生的，故通過檢測電機的轉子位置就可知電機的轉子磁通，因此PMSM矢量控制的實質就是控制定子電流空間矢量相位和幅值。在磁場定向坐標上，將電流矢量分解成兩個相互垂直、彼此獨立的矢量id(勵磁分量)和iq(轉矩分量)。永磁體的勵磁磁鏈和交直軸電流確定后，電機的轉矩只取決于定子電流矢量id和iq，控制id和iq即可控制電機的轉矩。通過電流調節環，使實際id和iq跟蹤指令id和iq，以實現對電機轉矩和轉速的控制。

本文將矢量控制原理引入到回饋制動中，以實現永磁同步電動機在回饋制動過程中制動轉矩的可控。圖1是PMSM基于矢量控制的回饋制動的原理框圖，電機的回饋制動工況與電動工況不同，對速度沒有固定的要求，所以沒有速度閉環控制。而回饋制動主要是轉矩的要求，以得到一個恒定的減速度。

在回饋制動工況下，定、轉子磁鏈矢量夾角為負，即轉子磁鏈矢量超前定子磁鏈矢量。首先根據制動強度的要求，計算電機的制動轉矩，由此得到iq，并設定適當的id(在本文中id=0)。經坐標轉換計算出三相繞組的給定電流和電壓矢量幅值u。然后，采用電流滯環控制策略控制三相制動電流ia、ib、ic，并根據電壓矢量幅值u的大小適當地調節直流側電壓UDC。

圖1 PMSM矢量控制的回饋制動功能框圖

2 電流滯環控制策略研究

本文所提到的電流滯環控制不同于傳統的方式，不僅要實現三相電流呈正弦變化，更主要的是實現制動電流回饋到直流側，為了實現這兩點，本文另辟蹊徑，重新設計了開關管的開關方式。在本文中，電流滯環控制是調節其中兩相的相電流，而非三相，因ia+ib+ic=0，故調節其中兩相電流可以實現第三相電流的間接控制。

在本文中按三相電流變化劃分為6種狀態，在每種狀態下都是采用控制其中兩相電流而進一步控制第三相電流的方式，具體方法是選擇電流方向相同的兩相電流為直接控制對象。例如電機的電流從A、B兩相流入，C相流出，則選取ia、ib為直接控制對象，ic為間接控制對象。

如圖2所示，當ia、ib小于給定值i*a、i*b時，導通 VT1、VT3、VT6，其余關斷。制動電流ia、ib在電源電壓和電機感應電勢的共同作用下逐漸增大，此時ia的流向是電源正極→VT1→A→C→VT6→電源負極，ib的流向是電源正極→VT3→B→C→VT6→電源負極，這個階段電機處于反接制動。

隨著電流ia、ib不斷增大，當某一相電流大于給定值，假如ib＞i*b時，關斷VT3，此時ib的流向是B→C→VT6→VT4→B，這個階段電機的部分繞組處于反接制動狀態，部分繞組處于能耗制動。

當ia、ib大于給定值i*a、i*b，關斷所有的 MOS管，因6個MOS管內部寄生的二極管，此時相電流ia、ib流入電源正極，從電源負極流出，因為電源電壓高于電機感應電勢，所以在電源電壓的作用下，ia、ib逐漸減小。這個階段電機處于回饋制動。

總之，整個過程是在反接制動、能耗制動和回饋制動之間相互來回切換，切換的目的是實現對電流的滯環控制。而在切換過程中電源也處于回收電能和釋放電能的轉換中，但總體上，電源是在回收電能。

圖2 主電路拓撲圖

3 直流側電壓的控制策略研究

永磁同步電動機的電壓方程:

由此可得:

一般地，電機主要工作在轉速較高的工況下，由于此時電機的電抗要遠大于電阻，所以忽略電阻上的壓降不計，則上式可以簡化:

由式(3)可知，電機繞組上的電壓降大小主要取決于兩個因素:電機的運行轉速和電機的定子電流矢量。在一般情況下，逆變器直流側電壓大小是固定的，由于直流側電壓限制了相電壓有效值的極限值Ulim，因而直流側電壓會進一步制約電機的運行轉速和定子電流矢量。簡單地說，在電機高速運行時，由于逆變器直流側電壓的限制作用，很難獲得一個幅值較大的定子電流矢量，所以在電機高速運行時，電機可以輸出的最大轉矩小。假設逆變器直流側電壓為UDC，電機采用Y型接法，則最大基波相電壓有效值:

在dq軸系統中的電壓極限值為以ulim代替上式中的u，有:

本文所提到的電機為隱極式永磁同步電動機，在隱極式永磁同步電動機中，Ld=Lq，當電機運行在某一個給定轉速時，式(4)是一個以圓心半徑為的圓方程，再將式(4)表示在圖3的i、i dq平面上，即可得到在此轉速下電機運行的電壓極限軌跡－電壓極限圓。在該轉速下，電機穩態運行，定子電流矢量只能落在該轉速的電壓極限圓內，最多只能落在極限圓上，絕不能超過圓軌跡。而電壓極限圓的半徑與轉速成反比，因此隨著電機轉速的不斷提高，電壓極限圓不斷縮小，從而形成了一組圓曲線。

圖3 隱極式電機的電壓極限圓

從圖3可知，隨著電機轉速不斷上升，電機的定子電流矢量的極限值也愈來愈小。而電機的磁鏈與電流矢量的關系:

則電機轉矩方程:

在隱極式永磁同步電動機中，Ld=Lq，可得:

所以，隨著轉速的不斷上升，電機可輸出的最大轉矩也會不斷地下降。當電機運行在高速時，在直流側電壓不變的情況下，電機可輸出轉矩已經很小了。

電機的輸入功率:

電磁功率:

在恒轉矩的前提下，為了達到電機效率最大，涉及到最小的定子電流矢量的問題，定子電流越小，電機的損耗就越小，效率越高，所需的逆變器容量也越低。對于隱極式電機來說，最大效率控制即id=0控制，此時iq=is。由此可得:

當電機處于電動狀態時，高速運行工況對電機的輸出轉矩要求并不高，因此逆變器直流側電壓固定可以滿足需求;而在電機制動狀態下，在電機高轉速時，為了實現電機迅速停轉，通常伴隨著高轉矩的要求，因此在制動時，為了解決高轉速高轉矩不能兼顧的問題，本文提出了提高逆變器直流側電壓UDC的方案。

圖4 直流側電壓控制示意圖

在圖4中，超級電容是電機回饋制動的儲能容器，采用電壓滯環方式控制直流側電壓UDC。首先，根據電機轉速和制動電流求出電壓極限值ulim，進而計算出直流側電壓接著，通過MOS管的通斷控制直流側電壓UDC。MOS管關斷時，在電機的回饋電流作用下，直流側電壓逐漸增大;MOS管開通時，直流側的電能通過MOS管轉移到超級電容中，此時直流側電壓逐漸下降。這樣，通過比較UDC和U*DC，確定MOS管的通斷，從而實現對直流側電壓UDC的滯環控制。

在電壓滯環控制方式下，直流側的電容相當于一個臨時儲能容器，直接吸收電機的回饋電能，而超級電容作為最終的儲能容器，回收的電能最終儲存在超級電容中。