半周期電流滯環(huán)控制的二極管鉗位型三電平半橋逆變器

陳小剛 王慧貞

（南京航空航天大學(xué)航空電源重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 南京 210016）

1 引言

自從Akira Nabae教授于1981年提出了中點(diǎn)鉗位三電平逆變器的拓?fù)湟詠韀1]，多電平逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制方法成為國內(nèi)外學(xué)者的研究熱點(diǎn)。而二極管鉗位型三電平逆變器因其結(jié)構(gòu)及控制簡(jiǎn)單、開關(guān)管電壓應(yīng)力低、輸出諧波含量低和EMI小等優(yōu)點(diǎn)在中高壓應(yīng)用場(chǎng)合[2-3]受到研究者的青睞。在控制方案上，文獻(xiàn)[4-7]基于減小開關(guān)次數(shù)、提高系統(tǒng)效率、實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡、提高直流電壓利用率等，對(duì)三電平逆變器的控制方法進(jìn)行了深入的研究。但由于傳統(tǒng)橋式電路固有的直通問題，這些方案均需在控制上加入死區(qū)時(shí)間，增加了橋臂輸出電壓的諧波[8]，進(jìn)而會(huì)造成波形畸變及一定程度上的基波損失[9]。文獻(xiàn)[10]在兩電平雙Buck逆變器電路中提出了一種電流半周期控制模式，并結(jié)合三態(tài)滯環(huán)控制方法成功將這一電流控制模式應(yīng)用在三電平雙Buck逆變器中[11]，但該逆變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)復(fù)雜，需要兩個(gè)濾波電感，另需兩個(gè)續(xù)流二極管，而且其電壓應(yīng)力為輸入直流電源電壓。

圖1為單相二極管鉗位型三電平半橋逆變器（Diode-Clamped Three-Level Half Bridge Inverter，DCTLHBI）的主電路拓?fù)洌琒1～S4為主功率開關(guān)管，VDS1～VDS4為其對(duì)應(yīng)的體二極管，C1、C2為直流側(cè)分壓電容，VD1、VD2為鉗位二極管，橋臂電壓VA經(jīng)電感L和電容Cf濾波后得到正弦波電壓vo。本文旨在將半周期電流控制模式以及雙滯環(huán)電流控制方法結(jié)合應(yīng)用在如圖1所示單相DCTLHBI中，在保留三電平電路優(yōu)點(diǎn)的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)整個(gè)控制周期內(nèi)無死區(qū)運(yùn)行。

圖1 二極管鉗位型三電平半橋逆變器拓?fù)銯ig.1 Diode-clamped three level half bridge inverter

2 電路的工作原理分析及其特點(diǎn)

2.1 工作模態(tài)分析

工作在半周期電流控制模式的DCTLHBI的基本思想為：在輸出濾波電感電流大于零的半個(gè)周期，控制圖1中上橋臂的兩個(gè)開關(guān)管，下橋臂的兩個(gè)開關(guān)管關(guān)斷；在輸出濾波電感電流小于零的半個(gè)周期，控制下橋臂的兩個(gè)開關(guān)管，同時(shí)上橋臂的兩個(gè)開關(guān)管關(guān)斷，以實(shí)現(xiàn)三電平運(yùn)行。半周期工作下理想輸出波形如圖2所示。表1為半周期運(yùn)行的DCTLHBI在四個(gè)工作區(qū)內(nèi)的工作模態(tài)分配表：

Ⅰ區(qū)：iL＞0，vo＜0，M1橋臂輸出“0”電平，iL在“-vo”作用下上升；M2橋臂輸出“-Vin/2”電平，iL在“-vo-Vin/2”作用下通過VDS3、VDS4下降。

圖2 半周期運(yùn)行模式波形示意Fig.2 Ideal waveforms of half cycle mode

Ⅱ區(qū)：iL＞0，vo＞0，M1橋臂輸出“0”電平，iL在“-vo”作用下下降；M3橋臂輸出“+Vin/2”電平，iL在“Vin/2-vo”的作用下上升。

Ⅲ區(qū)：iL＜0，vo＞0，M4橋臂輸出“0”電平，iL在“-vo”作用下增加；M5橋臂輸出“+Vin/2”電平，iL在“Vin/2-vo”作用下通過VDS1、VDS2減小。

Ⅳ區(qū)：iL＜0，vo＜0，M4橋臂輸出電平“0”，iL在“-vo”作用下減小；M6橋臂輸出電平“-Vin/2”，iL在“-vo-Vin/2”作用下增加。

表1 半周期運(yùn)行時(shí)的工作模態(tài)分配表Tab.1 The switching modes distribution of half cycle control mode

在一個(gè)開關(guān)周期T內(nèi)，vo近似恒定不變，由圖2可以看出，任意相鄰兩個(gè)模態(tài)橋臂輸出電壓幅值分別為“Vin/2”電平和“0”電平，假設(shè)“Vin/2”電平持續(xù)時(shí)間t1，“0”電平持續(xù)時(shí)間t2，電感電流紋波ΔI。則輸出“Vin/2”電平時(shí)，iL的變化率為

輸出“0”電平時(shí)，iL的變化率為

綜上所述，iL＞0的半個(gè)周期，即在工作區(qū)Ⅰ、Ⅱ里，控制S1、S2的通斷，M1、M2、M3之間交替工作；iL＜0的半個(gè)周期，即在工作區(qū)Ⅲ、Ⅳ里，控制S3、S4的通斷，M4、M5、M6之間交替工作。從而實(shí)現(xiàn)DCTLHBI半周期電流控制模式工作。

圖3所示為四個(gè)工作區(qū)的工作模態(tài)。

圖3 工作模態(tài)Fig.3 Operation modes

2.2 雙環(huán)寬滯環(huán)控制方案

逆變器的系統(tǒng)特性很大程度上取決于控制策略的優(yōu)劣。在眾多電流控制方案中，滯環(huán)電流控制因其自動(dòng)峰值電流限制、電路實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單、優(yōu)越的動(dòng)態(tài)響應(yīng)及無條件穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)[12]而被應(yīng)用于逆變器的控制方案中。多電平逆變器中，文獻(xiàn)[13-16]提出了多種滯環(huán)控制方案，文獻(xiàn)[14]采用多個(gè)滯環(huán)基準(zhǔn)實(shí)現(xiàn)三電平逆變器滯環(huán)電流控制，文獻(xiàn)[11]將三態(tài)電流滯環(huán)控制方法成功應(yīng)用在三電平雙Buck逆變器中，本文將半周期電流控制模式結(jié)合雙滯環(huán)控制方法應(yīng)用于傳統(tǒng)的DCTLHBI，控制框圖如圖4所示。在半周期運(yùn)行模式時(shí)，iL過零時(shí)出現(xiàn)的斷續(xù)狀態(tài)使得iL極性的檢測(cè)信號(hào)不準(zhǔn)確，從而在實(shí)際工作時(shí)用電流的基準(zhǔn)信號(hào)來代替iL，以此來判斷電流的正負(fù)半個(gè)周期。在圖4中，輸出電壓與給定的電壓基準(zhǔn)經(jīng)過電壓調(diào)節(jié)器，得到的輸出信號(hào)即為電流的基準(zhǔn)ue，電感電流與其基準(zhǔn)的誤差信號(hào)iL-ue同時(shí)與所設(shè)的大小兩個(gè)環(huán)寬比較：大環(huán)寬用來判斷輸出電壓的極性，電流環(huán)的基準(zhǔn)ue的極性用來判斷iL的極性，以此確定當(dāng)前的工作區(qū)；小環(huán)寬用來限制電感電流的紋波，產(chǎn)生PWM驅(qū)動(dòng)，用來選擇切換某個(gè)工作區(qū)內(nèi)的兩個(gè)模態(tài)，以此確定當(dāng)前的工作模態(tài)。

圖4 DCTLHBI半周期電流雙滯環(huán)控制框圖Fig.4 Control scheme of DCTLHBI with half cycle hysteresis current control

在雙滯環(huán)控制方案中，小環(huán)寬的選取直接影響到輸出電流的跟蹤特性和開關(guān)頻率，從而影響到系統(tǒng)特性。設(shè)電流反饋系數(shù)為Kif，則電流iL紋波ΔI與小環(huán)寬h1的關(guān)系為

由式（1）和式（3）可得“±Vin/2”電平持續(xù)時(shí)間

由式（2）和式（3）可得“0”電平持續(xù)時(shí)間

由式（4）和式（5）可得開關(guān)頻率

式（6）在|vo|=vin/4時(shí)取得最大值

小環(huán)寬取得過大，開關(guān)頻率相對(duì)減小，但iL紋波增大，輕載時(shí)，電感電流斷續(xù)工作的時(shí)間增多，特別是在ue和vo極性相反的Ⅰ和Ⅲ工作區(qū)，斷續(xù)狀態(tài)下較小的反相振蕩電流會(huì)在上下橋臂體二極管之間切換，橋臂電壓會(huì)出現(xiàn)振蕩，如圖5a所示，增加橋臂諧波。小環(huán)寬選取得過小，iL紋波減小，但由式（6）和式（7）可知在整個(gè)周期內(nèi)增加了開關(guān)頻率。

圖5 大小環(huán)寬的選取對(duì)輸出波形的影響Fig.5 The impact of hysteresis bands on VA

如前所述，大環(huán)寬的作用是用來判斷輸出電壓極性。圖6為DCTLHBI在半周期電流雙滯環(huán)控制模式下工作模態(tài)之間的切換示意圖。±h2和±h1分別為所設(shè)的大小環(huán)寬。以電壓由正過零變負(fù)為例：vo很小，M4狀態(tài)中iL在“-vo”的作用下變化緩慢，誤差信號(hào)iL-ue不降反升，達(dá)到+h2后，選擇vo＜0的Ⅳ區(qū)模態(tài)工作，同樣，很小的vo使得M4模態(tài)的iL上升緩慢，iL-ue不升反降，達(dá)到-h2，這一過程iL一直給輸出濾波電容充電，直到完全工作在Ⅳ區(qū)，如圖5b所示。由此可見，大環(huán)寬選取得過小，則在電壓過零時(shí)輸出電壓出現(xiàn)幾次三個(gè)電平交替的情況，會(huì)增加輸出電壓諧波，大環(huán)寬選取得過大，則vo過零時(shí)電流脈動(dòng)較大，輸出“0”電平模態(tài)持續(xù)時(shí)間太長也會(huì)增加輸出電壓的諧波。綜上所述，兩個(gè)環(huán)寬大小的選取要綜合考慮其對(duì)輸出電壓諧波的影響及開關(guān)頻率等因素。

圖6 工作在半周期電流滯環(huán)控制模式下工作模態(tài)切換圖Fig.6 Alternating of operation modes in DCTLHBI with half cycle hysteresis current control

3 無死區(qū)運(yùn)行的控制策略

在傳統(tǒng)的橋式電路中，為防止上下橋臂功率開關(guān)管在開關(guān)過程中同時(shí)導(dǎo)通，需要在驅(qū)動(dòng)中加入死區(qū)時(shí)間。死區(qū)時(shí)間內(nèi)橋臂輸出電平的極性與電流的流向有關(guān)，橋臂輸出電平不是理想的SPWM波，從而增大了輸出電壓諧波，并會(huì)引起一定程度上的基波損失[9]，諧波含量的理論計(jì)算也因此更加復(fù)雜。在DCTLHBI中，如圖1所示，為防止直通，應(yīng)避免以下三種情況：①四個(gè)開關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通。②S1、S2、S3同時(shí)導(dǎo)通。③S2、S3、S4同時(shí)導(dǎo)通。從圖3的開關(guān)模態(tài)中可以看出，即要避免M3與M6、M3與M4、M1與M6之間的切換。

在工作區(qū)Ⅰ和Ⅱ里，只控制S1和S2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，即只有M1和M2、M1和M3的相互切換，故無需加入死區(qū)時(shí)間；同理，在Ⅲ和Ⅳ工作區(qū)內(nèi)開關(guān)模態(tài)的相互切換時(shí)亦是如此。

半周期電流雙滯環(huán)控制DCTLHBI的工作模態(tài)中，iL-ue與±h1比較產(chǎn)生PWM信號(hào)，若前一時(shí)刻達(dá)到+h1，則選擇使iL-ue下降的模態(tài)，即Ⅰ區(qū)的M2、Ⅱ區(qū)的M1、Ⅲ區(qū)的M4以及Ⅳ區(qū)M6。同樣地，若前一時(shí)刻達(dá)到-h1，則選擇對(duì)應(yīng)的另外幾個(gè)模態(tài)，再根據(jù)大環(huán)寬和ue確定的工作區(qū)來選擇當(dāng)前的工作模態(tài)。這樣，在工作區(qū)Ⅱ向工作區(qū)Ⅲ過渡，iL由正變負(fù)，vo＞0，工作區(qū)Ⅱ是M1、M3交替工作，在ue過零前，電路工作在斷續(xù)狀態(tài)，M1模態(tài)使得iL正向減小到零，當(dāng)ue很小時(shí)，iL-ue不能達(dá)到小環(huán)寬-h1，這一模態(tài)不會(huì)改變，電流產(chǎn)生過零振蕩并持續(xù)到ue過零而進(jìn)入工作區(qū)Ⅲ，選擇使iL-ue繼續(xù)下降達(dá)到-h1的M4模態(tài)。這樣，在電流過零時(shí)是模態(tài)M1（S2ON）和模態(tài)M4（S3ON）之間的切換，不需要加入死區(qū)時(shí)間。同理，在由工作區(qū)Ⅳ向工作區(qū)I切換時(shí)，是由M4模態(tài)向M1模態(tài)切換，也不需要加入死區(qū)時(shí)間。可見整個(gè)工作周期里均不存在前述三種直通情況，可以實(shí)現(xiàn)控制上的無死區(qū)運(yùn)行。

4 仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果

運(yùn)用Saber軟件對(duì)工作在半周期電流雙滯環(huán)控制模式下的DCTLHBI進(jìn)行了仿真。同時(shí)在此基礎(chǔ)上制作了一臺(tái)1kW的原理樣機(jī)。參數(shù)為：Vin=DC670V，Vo=AC220V，f=50Hz，濾波電感L=400μH，濾波電容Cf=14.7μF，額定輸出功率Po=1kW，開關(guān)管選用IRFP460。圖7給出了空載和阻性滿載時(shí)仿真的關(guān)鍵波形，可以看出橋臂輸出三電平電壓，開關(guān)管S1、S2和鉗位二極管VD1電壓應(yīng)力為輸入側(cè)電容電壓，空載電流過零時(shí)，電感電流工作在斷續(xù)狀態(tài)，此時(shí)橋臂電壓會(huì)產(chǎn)生振蕩。滿載時(shí)，橋臂輸出電壓為質(zhì)量很好的單極性調(diào)制波，輸入側(cè)直流電容電壓的基頻脈動(dòng)，反映在了S1、S2及VD1電壓應(yīng)力上。如前所述，運(yùn)行在半周期控制模式下的DCTLHBI在控制中不用加入死區(qū)時(shí)間，從而不存在傳統(tǒng)橋式拓?fù)淇刂浦屑尤氲乃绤^(qū)時(shí)間對(duì)橋臂電壓的影響，其輸出電壓的諧波會(huì)進(jìn)一步減小。同時(shí)采用的滯環(huán)電流控制把輸出濾波電感電流紋波固定在大小環(huán)寬以內(nèi)跟蹤其基準(zhǔn)，整個(gè)電路的動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，穩(wěn)定性好。圖8a和圖8b分別為空載和阻性滿載時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形，驗(yàn)證了半周期電流雙滯環(huán)控制工作模式下單相DCTLHBI的可行性。可以看出，實(shí)驗(yàn)結(jié)果與仿真基本吻合，內(nèi)管S2由于線路寄生參數(shù)的影響會(huì)略有尖峰，同時(shí)表2給出了相關(guān)的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)。可見，輸出電壓波形質(zhì)量很好，THD從空載到滿載均在0.5%以下，主電路的效率從半載到滿載維持在98%以上。

圖7 關(guān)鍵波形仿真Fig.7 Simulation waveforms

圖8 實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental wavefoms

表2 實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)Tab.2 Experiment data

5 結(jié)論

本文對(duì)傳統(tǒng)的二極管鉗位型三電平半橋電路采用一種半周期電流雙滯環(huán)控制方法，該逆變器具有以下特點(diǎn)：①橋臂輸出電壓為三電平調(diào)制波，整個(gè)控制電路中不用加入死區(qū)時(shí)間，進(jìn)一步減小了輸出諧波含量。②每個(gè)功率管的電壓應(yīng)力均能直接或間接鉗位在輸入側(cè)電容電壓。③采用雙滯環(huán)實(shí)現(xiàn)方法，控制簡(jiǎn)單可靠，提高了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能及穩(wěn)定性。運(yùn)用Saber軟件及通過一臺(tái)1kW原理樣機(jī)驗(yàn)證了該工作模式下二極管鉗位型三電平半橋逆變器的優(yōu)良性能。

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