200 W 正弦波逆變電源的設計方法

鄭文兵

（上海電力學院電力與自動化工程學院，上海 200090）

12 V鉛酸蓄電池是我國電力系統中使用量較大的一種蓄電池，由12 V鉛酸蓄電池組構成的110 V或220 V中小容量直流系統普遍存在電池老化、特性不均衡等問題，大大縮短了電池的壽命，影響了電力系統的安全可靠運行.另外，廢棄的鉛酸蓄電池也對環境造成了很大污染.目前，通常的解決辦法是對由12 V鉛酸蓄電池組進行活化處理，即對整個蓄電池組不斷進行恒電流充放電，直至鉛酸蓄電池的特性恢復正常為止.在這一過程中，依靠由高頻開關電源構成的整流器可以較好地實現恒電流充電，但放電卻需依靠直流電阻實現.由于在放電過程中蓄電池組的直流電壓不斷下降，它不可能實現恒電流放電，因此蓄電池組活化效果很不好，而且還伴隨有大量的功率損耗（由直流電阻造成）.由12 V鉛酸蓄電池組構成的110 V或220 V中小容量直流系統的容量最大，約為200 AH，即每節電池最大約為12 V 200 AH.活化電流約為20 A.活化功率約為12 V×20 A=240W.因此，用一個具有恒電流放電特性的逆變電源來對單個12 V鉛酸蓄電池進行活化處理具有非常重大的現實意義.

為了實現節能目標，在放電時必須將12 V鉛酸蓄電池所儲存的電能放回交流系統中，而該逆變電源的輸入側是直流系統，輸出側是交流系統，輸入輸出不共地，因此該逆變電源需要隔離.此外，要實現恒電流放電特性，就需要將逆變電源輸出側接入380 V三相交流系統中，因為只有三相交流系統才能實現恒電流特性.文獻［1］至文獻文獻［6］提出采用全橋DC/DC變換器實現逆變電源的隔離;文獻［7］提出可以用三相全橋DC/ AC周波變換器實現正弦波逆變.文獻［8］介紹了一種全新的數字信號處理器（DSP） TMS320F28035，它能完全滿足DC/DC變換器和三相DC/AC正弦波逆變器裝置的控制要求.

1 200W正弦波逆變電源的主電路設計

200 W正弦波逆變電源的主電路采用如圖1所示的全橋高頻逆變器，它由全橋DC/DC變換器和全橋DC/AC周波變換器級聯而成.全橋DC/ DC變換器由S1～S4等功率開關組成，全橋DC/ AC周波變換器由S5～S10等功率開關組成.前級的全橋DC/DC變換器先將蓄電池的直流電壓以恒流放電的方式，經過高頻變壓器變換成隔離的500 V的高壓后送到全橋DC/AC周波變換器的直流母線上，再將其變換成所需要的穩定正弦交流輸出電壓.全橋DC/DC變換器與全橋DC/AC周波變換器之間采用高頻變壓器隔離.

圖1 主電路拓撲結構

1.1 全橋DC/DC變換器元器件參數選擇

由于全橋DC/DC變換器的輸入側為12 V的蓄電池，因此功率開關S1～S4可選用50 V和50 A，型號為RFP50N05L的低壓低阻的大電流MOSFET功率開關，電感Ld為2 mH的平波電感，阻擋電容Cb用于隔直，防止高頻變壓器飽和，可選用容量為0.1μF的安規電容.C1和C2為緩沖電容，可選用容量為0.04μF的無感電容.

1.2 全橋DC/AC周波變換器元器件參數選擇

由于三相全橋DC/AC周波變換器的輸入側為500 V的直流電壓，因此功率開關S5～S10可選用900 V和1.7 A小電流、型號為IRFBF20PBF的MOSFET功率開關，由三相電感Lf和電容Cf組成交流濾波器，Lf為1.2 mH，Cf為3μF.直流母線上的電容C0起濾波和緩沖作用，由兩個400 V和470μF電容串聯組成，并帶有均壓電阻.

1.3 高頻變壓器的設計

高頻變壓器的設計方法是先求出磁芯窗口面積AW與磁芯有效截面積Ae的乘積AP（AP=AW× Ae，稱磁芯面積乘積），然后根據AP值，查表找出所需磁材料的編號.本文選用EE65的鐵氧體磁芯，工作頻率為20 kHz.變壓器原副邊采用直徑為0.15 mm的多股漆包線，變比為5∶250（匝）.

2 DC/DC變換器的工作模式

為了降低由S1～S4功率開關、變壓器，以及D1和D2組成的全橋DC/DC變換器的功率損耗，采用一種叫做“全橋相移ZVZCS技術”的新型軟開關技術，其特點是：滯后橋臂的開關管S3和S4實現零電流關斷，并不再并聯電容，以避免開通時電容釋放的能量加大造成損耗;領先橋臂仍和以前一樣，利用開關管S1和S2上面并聯電容C1和C2的方法實現零電壓軟開關狀態（ZVS），以提高整個電路的效率.

為了使滯后臂上的兩個開關管以零電流方式工作，必須對主電路進行改動.當超前橋臂的開關管S1關斷、S2的二極管續流時，變壓器兩端電壓為零，變壓器原副邊電路獨立，變換器工作在零狀態，此時原邊電流IP處于自由狀態，并開始減小.為了保證在零狀態時原邊的電流減小到零，必須在漏感上加一個反電壓，使電路中的電流迅速減小，因此只要在原邊加入一個阻斷電壓源VX即可.當原邊電流IP正向流過時，該電壓極性為正;當IP反向流過時，該電壓極性為負.通過加入這一阻斷電壓源就可使原邊電流衰減到零.

阻斷電壓源最簡單的方法就是用一個電容Cb來實現.當斜對角的兩只開關管S1和S4同時導通時，IP給Cb充電;當斜對角的兩只開關管S2和S3同時導通時，IP給Cb放電.而在零狀態時，電容Cb的電壓保持不變，其極性剛好與IP相同，起到給IP復位的作用.

ZVZCS變換器的基本拓樸結構如圖2所示.

圖2 ZVZCS變換器的基本拓樸結構

這種新型變換器每半個周期有6個工作模式，工作波形如圖3所示，每管的占空比約為50%.

圖3 全橋移相ZVZCS變換器工作過程波形

2.1 拓撲變換1（t0，t1）

當t=t0時，S1和S4處于導通狀態，D5也導通，變壓器初級電流為正，輸入功率通過變壓器輸出.在t1≥t≥t0時刻內，飽和電感一直處于飽和狀態.其等效電路如圖4所示.

圖4 拓撲變換1等效電路

設開始電流值為I0，阻擋電容的峰值電壓為Ucbm.

2.2 拓撲變換2（t1，t2）

當t≥t1時，電路工作就進入模式2.在此期間，S1截止，S4和D5繼續維持導通狀態，變壓器初級電流仍然為正，此時對C1充電，對C2放電，與之發生諧振，最終使S2的電壓為零，并通過S2續流.在t=t2時刻，S2零電壓開通.其等效電路如圖5所示.

圖5 拓撲變換2等效電路

其初始條件為：Uc1（t1）=0，Uc2（t1）=Uin，Ip（t1）=Ip（t0）=I1.根據此時電路的拓撲圖可推導出此模式中的變壓器初級電流和電容的電壓方程如下（因為此時間極短并且Cb比C1和C2大的多，故設Ucb1的值不變）.

當t≥t1時，則有：

2.3 拓撲變換3（t2，t3）

當Uc2（t）=0時，D2開始導通，此時S2可以以零電壓方式開通.因為D2開始導通后S2被開通，但S2中并沒有電流流過，IP是由D2流過，所以S2是零電壓開通.S2和S1驅動信號之間的死區時間為td＞（t2－t1），即td＞2CUin/I1，只要死區時間能滿足這一條件，那么S2就可以零電壓方式開通，否則就會在開關管上有較大的損耗.由于D2導通后D5和D6均處于導通狀態，Uab=0，此時初級電流在變壓器初級回路中處于自由運行狀態，Ls仍然處于飽和狀態.在此期間Ucb（t）完全加在Lk上.

其電路拓樸圖如圖6所示.

圖6 拓撲變換3等效電路

其初始條件為：Ucb（t2）近似等于Ucb1，IP（t2） =I2.由此可得：

當t=t3，電路中的電流減小為零時，將結束該模式進入下一個工作狀態.

由于主回路中只有變壓器的漏感存在，因此阻擋電壓Ucb迅速將主回路的電流IP回復到零.飽和電感Ls退出飽和狀態，呈現出很大的電感量.

2.4 拓撲變換4（t3，t4）

當主回路中的電流減小到零時，電流繼續向反方向增加，但主電路中的電流被保持在零狀態，因為此時飽和電感已經退出飽和狀態變為不飽和，呈現一個遠大于漏感Lk的電感量以阻擋反向電流的增加，因此阻擋電容上的電壓完全加在飽和電感上.此時的等效電路圖如圖7所示.阻擋電容上的電壓保持不變，S4仍導通，但由于主電路中沒有電流流過，所以開關管S4中的電流為零.

圖7 拓撲變換4等效電路

2.5 拓撲變換5（t4，t5）

在t4時刻，開關管S4關斷，此條件為零電流狀態下關斷.經過一個死區時間后開關管S3開通.此時阻擋電容上的電壓不變，主電路中的電流仍為零.其等效電路如圖8所示.

圖8 拓撲變換5等效電路

2.6 拓撲變換6（t6，t7）

在t5時刻開關管S3開通，但由于此時飽和電感Ls尚未飽和，IP經過一定的滯后再迅速上升，在阻斷電容和輸入電壓的共同作用下飽和電感很快又進入飽和區.因為有一定的電流滯后，所以使開關管S3的開通損耗大大降低.在t6時刻，IP達到輸出電流在主回路的折合值，變壓器副邊出現電壓，電源再次向負載輸送能量，電容Cb的電壓Ucb由正向負逐漸減小，進入下半個對稱的周期.此時等效電路圖如圖9所示.

圖9 拓撲變換6等效電路

由于此過程很短，因此可認為Ucb（t）不變.由此可得到變壓器初級繞組電流為：

由DC/DC變換器的6個拓撲狀態變換過程的分析可以看出，當給定了飽和電感的數值后，通過合理選擇電容C1，C2，Cb的容量，肯定存在滿足DC/DC變換器軟開關工作的條件，通常來說高頻變壓器都存在一定的漏感，因此可以用高頻變壓器的漏感來代替飽和電感Ls.

3 DC/AC周波變換器的控制方法

全橋DC/AC周波變換器由S5～S10構成.采用三相變換器而不采用單相變換器的原因在于系統需要實現恒流放電，只有三相周波變換器才能保證在各個時間段內輸出一個恒定的功率.正弦波脈寬調制（SPWM）控制主要著眼于使逆變器輸出電壓盡量接近于正弦波，電流跟蹤控制則直接考慮輸出電流是否按正弦變化.

為了達到最優的瞬時功率控制，本文采用瞬時無功功率理論來實現.基于瞬時無功功率理論的檢測方法有p-q法和ip-iq法.本文采用p-q法［7］，因為控制的目的是實現恒定目標功率的輸出.通過數字鎖相技術可以得到代表A相電壓的瞬時相位特性cosωt，并將蓄電池的電壓U和放電電流I的乘積作為p-q算法中的，并令=0.其控制算法如圖10所示.

圖10 改進的p-q算法

得到所要求的控制電流信號iaf，ibf，icf后，再與全橋DC/AC周波變換器的輸出電流ia，ib，ic分別進行比較，然后應用滯環比較控制方法就能夠得到所要求的三相正弦輸出.

TMS320F28035微處理器是32位定點數字信號處理器，具有C28xTM內核、60MIPS的操作能力、單3.3 V電源，以及16路ADC模數轉換通道和14路PWM脈寬調制等豐富的片內資源，完全能夠滿足本方案所提出的系統控制要求.通過三相交流電壓電流檢測回路和蓄電池直流電壓電流檢測回路，DSP可以通過相應的驅動電路實現上述的控制策略，以及恒輸入電流的正弦波輸出.

4 電路仿真

采用電路仿真軟件PSIM對整體電路進行仿真實驗，實驗結果如圖11至圖13所示.

由圖11可以看出，12 V蓄電池工作在基本接近恒流放電狀態，完全滿足蓄電池恒流放電的要求;由圖12可以看出，周波變換器的直流輸入電壓維持在582 V左右，表明DC/DC變換器和周波變換器工作均處于穩定狀態;由圖13可以看出，周波變換器工作狀態符合設計要求.

圖11 12 V電池的電壓和放電電流波形

圖12 周波變換器的輸入電壓波形

圖13 周波變換器的輸出電壓電流波形

5 結論

（1）為了滿足蓄電池的恒流放電要求，在對全橋DC/DC變換器進行控制時必須增加輸入電流的檢測回路，并加入輸入電流的控制;

（2）在低壓大電流情況下使用MOSFET的全橋DC/DC變換器，采用ZVSZCS（零電壓零電流）軟開關技術比ZVSZVS（零電壓零電壓）軟開關技術可以明顯減少開關損耗;

（3）可利用高頻變壓器的漏感代替飽和電感，以降低成本，但會增加變壓器繞制的難度;

（4）使用隔直流電容可以解決高頻變壓器由于直流偏置產生的飽和問題;與工頻變壓器相比，采用高頻變壓器可以減少逆變電源的體積;

（5）高頻變壓器繞組采用多股軟銅漆包線可以明顯改善變壓器的性能;采用變壓器驅動MOSFET不僅可以降低驅動成本，而且可以提高驅動電路的可靠性;

（6）全橋DC/AC周波變換器采用瞬時無功功率理論的p-q法能夠減少控制的復雜性;采用瞬時無功功率理論可輕松解決全橋DC/AC周波變換器與系統電網的并網問題，實現能量反饋到電網中，在降低能源消耗的同時可以減少損耗;

（7）采用32位定點數字信號處理器TMS320F28035可以實現靈活的控制策略.

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（編輯胡小萍）