高效非均勻數字信道化及信號重建技術?

王 芳，黃 振，陸建華，

（1.清華大學電子工程系，北京100084；2.清華大學航天航空學院，北京100084）

高效非均勻數字信道化及信號重建技術?

王 芳1，黃 振2，陸建華1，2

（1.清華大學電子工程系，北京100084；2.清華大學航天航空學院，北京100084）

針對寬帶接收機接收信號多，且信號在頻譜上呈現非均勻分布的情況，提出了基于多相離散傅里葉變換（DFT）濾波器組和信號重建的高效非均勻數字信道化的設計方法。該數字信道化結構由分析和綜合兩部分組成，采用同一組原型濾波器系數，通過對原型低通濾波器的優化設計提高其帶外衰減性能，以利用平行結構正交鏡像濾波器組重建信號。與常用的并行數字下變頻、多級多相DFT濾波器組兩種非均勻數字信道化方法運算量比較，該方法在信號重建失真很小的情況下具有高效性和可行性。

寬帶接收機；多相DFT；信號重建；數字信道化

1 引言

數字信道化是基于軟件無線電平臺的接收技術，其本質是用帶通濾波器組接收信號，分別針對各帶通濾波器帶內相應頻率分量完成下變頻和抽取工作，最終輸出多個低速率的子頻帶信號。在寬帶接收情況下，多個接收信號的帶寬和頻譜間隔不相同，即呈現頻譜非均勻分布，并且相對功率變化范圍大。常用非均勻數字信道化算法有并行數字下變頻（Digital Down Converter，DDC）信道化［1，2］和多級多相離散傅里葉變換（DFT）濾波器組信道化［3］，前者不適用于信號數較多的情況，后者雖能實現非均勻信道化，但其運算量隨著級聯級數的增加而增加，而且不能適應個別信號跨信道分布的情況。本文在綜合考慮信道化接收的靈活性及高效性基礎上提出了基于多相DFT濾波器組和信號重建的高效非均勻數字信道化設計方法。

2 基于多相DFT濾波器組和信號重建的非均勻數字信道化

一個給定信號經過分析濾波器后再進行抽取、傳輸，可以通過零值內插、綜合濾波器濾波與求和運算得到恢復和重建，所謂信號的完全重建［4］是指綜合濾波器組最后輸出的信號＾x（nT）是輸入信號x（nT）的延遲樣本x［（n-n0）T］，在幅度上只相差一個固定的倍數c，即：

假設復中頻接收信號X（z）內含有多個窄帶信號，各窄帶信號間最小保護頻帶設為Gmin，復調制濾波器組將接收帶寬均勻劃分為K個信道，信道數K是抽取因子M的整數倍（本文以K=2M為例討論）。平行結構2M通道正交鏡像濾波器組［4］（Quadrature Mirror Filter banks，QMF）如圖1所示，h（n）是原型低通濾波器，第k支路濾波器系數為

2M通道正交鏡像濾波器組總輸入輸出關系［4］為

取

將式（4）、式（5）代入式（3）得到：

H（z）的截止頻率為π／M，假設滿足：

由W2M-12M =W-12M可得：

由式（8）可知，在濾波器Hk和Hk+1之間過渡帶的信號頻譜與在濾波器Hk和Hk-1之間過渡帶的信號頻譜將產生混疊頻譜，這部分混疊頻譜不能被其它任何頻譜抵消。在理想情況下，如果原型濾波器h（n）是矩形窗函數則可以完全重建；一般情況下，復調制濾波器組只是近似完全重建，因而為了達到更好的重建性能，需要設計高阻帶衰減的原型濾波器。本文采用無約束有效迭代算法［5］設計原型濾波器，設計效率高且阻帶衰減大。

將式（3）改寫為

式中，第一項為需要提取的信號部分，第二項為混疊部分。為完成信號重建，需要盡量消除第二項。假設第i個信號帶寬范圍為，對應的子信道序號為

第i個信號經過圖2所示系統后的輸出信號Yi（z）可表示為

圖2中原型濾波器長度設計為2ML，將原型濾波器系數h（n）進行多相分解，2M為信道數，L為每個多相分支濾波器階數。根據抽取和零值內插系統的等效變換［4，6］得到基于多相DFT濾波器組和信號重建的非均勻數字信道化高效結構如圖3所示，該結構由分析部分和綜合部分組成。分析部分用于信號接收，由抽取、多相濾波及IDFT組成；綜合部分用于信號重建，由DFT、多相濾波及內插組成。分析部分和綜合部分的多相濾波共用同一個原型濾波器系數。IDFT與DFT分別以IFFT與FFT實現，以提高計算效率。

圖3所示高效結構中對第i個信號在分析部分進行M倍抽取，在綜合部分進行倍內插，相當于對第i個信號進行了倍抽取，因而輸出重建信號Xi（z）可表示為

原型濾波器的阻帶截止頻率為π／M時輸出信號的混疊得到最大衰減［7］，極限情況下π／M= Gmin／2且M=2R（R是正整數），因而分析部分信道數滿足式（13）：

如果信號沒有跨信道分布，則信號經分析部分輸出后與（-1）nk相乘直接輸出基帶信號以供后續處理［6］，無需重建信號。分析部分第k支路多相濾波系數由式（14）確定：

如果信號跨信道分布，則需要重建信號，綜合部分FFT的點數2＾Mi由式（15）確定，綜合部分第p支路多相濾波系數由式（16）確定，其中Mi為第i個信號占用的子信道數目，若2＾Mi＞Mi，做FFT時每Mi點信號序列后補（2＾Mi-Mi）個0。

3 運算量分析

假設輸入復中頻信號，采樣率為fs，在接收帶寬內存在N個信號，最小保護間隔為Gmin。由于待處理的信號在頻譜上呈現非均勻分布，而且重建后的信號并不能與原始信號完全相同，兩者之間存在混疊失真、幅度失真等誤差，因此很難精確分析運算量。本文在同一信號失真度（Signal Distortion，SD）基礎上對并行DDC、多級多相DFT濾波器組及本文所述基于多相DFT濾波器組和信號重建信道化3種非均勻數字信道化方法的運算量進行粗略比較，統計運算量時主要考慮實數乘法（Real Multiplications Per Second，RMPS）運算［1，8］。根據文獻［5］和式（1），本文將信號失真度定義為

3．1基于多相DFT濾波器組和信號重建的非均勻信道化運算量分析

將接收帶寬劃分為2M個信道，分析部分的運算量主要來源于2M點IFFT和分析濾波器組，其中2M點IFFT的實乘次數為［4M lb（2M）-4M］fs／M（RMPS），基于多相結構的分析濾波器組的實乘次數為（4LM）fs／M。綜合部分的運算量主要來源于綜合濾波器組和2＾Mi點FFT，其中2＾Mi點FFT的實乘次數為

提取N個信號所需運算量為

3．2 并行DDC非均勻信道化運算量分析

運算量主要來源于FIR濾波器，提取N個信號所需運算量為

3．3 多級多相DFT濾波器組非均勻信道化運算量分析

信道數由式（22）決定，其中Bj為第j個信號帶寬，2Mj表示第j級多相DFT濾波器組的信道數，運算量主要來源于2Mj點IFFT和多相濾波器組，具體運算量分析參考3.1節。

4 仿真實例

本文采用無約束有效迭代算法［5］設計原型濾波器，隨著階數的增加原型濾波器的阻帶衰減情況如圖4所示。由于本文所述信道化方案需要濾波器階數為2的冪次方，圖4中標記“+”分別顯示64階、128階和256階原型濾波器對應的信號失真度分別為-32.112 3 dB、-55.797 9 dB和-89.607 5 dB。折衷考慮運算量與信號失真度，本文采用256階原型濾波器。

假設QPSK信號，采樣率fs=160 MHz，載頻55 MHz，符號率20 MHz。將接收帶寬在歸一化頻率［0，2π］范圍內劃分為32個子信道，如圖5所示，在［0，π］范圍內存在16個子信道，相鄰子信道50%重疊，信號跨信道分布，占用第9～14個子信道。采用256階即可實現歸一化通帶截止頻率為1／32、阻帶衰減約-95 dB的原型低通濾波器。

假設在［0，2π］范圍內存在4個帶寬為0.15π的信號（以下簡稱信號1），4個帶寬為0.12π的信號（以下簡稱信號2），最小保護間隔Gmin為0.125π，采樣率為fs。基于同一信號失真度指標-89.607 5 dB，圖6對比了本文信道化與并行DDC信道化和兩級多相DFT濾波器組信道化的運算量隨信號個數的變化情況。

針對本文信道化，由式（13）可得M=16，L=8。每個子信道通帶帶寬為2π／（2M）=0.062 5π。信號1占用個子信道，對應；同理，信號2對應＾M2=1；由式（19）可得本文信道化運算量最大值為152fs。

針對并行DDC信道化，由式（21）可得P= 32.963 6／Gmin，結合式（13），可得P≤5．246 3M≤84，由式（20）可得總運算量為90.72fs。

針對兩級多相DFT濾波器組信道化，第一級：針對信號1，由式（21）得P≤84，取由式（22）得信道數設計為2M1=8，則M1=4，L1= 16，運算量為4fs（L1+lbM1）=72fs；第二級：針對信號2，M2=8，L2=8，運算量為4fs（L2+lbM2）=44fs；兩級級聯總運算量為116fs。

可以看出，本文算法的運算量隨信號個數增加呈緩慢增長趨勢，并行DDC信道化的運算量隨信號個數增加呈線性增長趨勢，而多級級聯信道化運算量不隨信號個數變化而變化，僅隨級聯級數的增加而增加，當信號個數大于6時，本文設計方法運算量小于并行DDC信道化運算量。隨著信號數的增加，本文設計方法將呈現較大的運算量優勢。

5 結論

為達到非均勻信道化目標，本文研究了基于多相DFT濾波器組和信號重建的高效非均勻數字信道化，數學推導及仿真實驗驗證了該方法的可行性，在信號數量較多的情況下，本文設計方法具有較小的運算量、較強的靈活性和可擴展性，克服了已有信道化運算量大或只適合均勻信道劃分的局限，設計高阻帶衰減的原型濾波器可以將信號重建誤差控制在較小的范圍；同時，本文算法利用多相濾波結構增強了處理的實時性，非常適合寬帶接收。

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［6］楊靜.信道化數字接收機技術的研究［D］.成都：電子科技大學，2006.

YANG Jing.Research on Digital Receiving Techniques of Channelization［D］.Chengdu：University of Electronic Science and Technology of China，2006.（in Chinese）

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WANG Fang was born in Pianguan，Shanxi Province，in 1982.She received the B.S.degree from PLA Information Engineering University in 2004.She is now a graduate student.Her research direction is signal processing.

Email：wangf08＠mails.tsinghua.edu.cn

黃振（1969—），男，重慶人，副研究員，主要研究方向為信號處理；

HUANG Zhen was born in Chongqing，in 1969.He is now an associate research fellow.His research direction is signal processing.

Email：huangz＠wmc.ee.tsinghua.edu.cn

陸建華（1963—），男，江蘇南通人，教授，主要研究方向為寬帶無線通信技術、衛星通信等。

LU Jian-hua was born in Nantong，Jiangsu Province，in 1963.He is now a professor.His research direction is wideband wireless communication technology and satellite communication，etc.

Email：lujh＠wmc.ee.tsinghua.edu.cn

Efficient Non-uniform Digital Channelizer and Signal Reconstruction Technology

WANG Fang1，HUANG Zhen2，LU Jian-hua1，2
（1.Department of Electronic Engineering，Tsinghua University，Beijing 100084，China；2.School of Aerospace，Tsinghua University，Beijing 100084，China）

In view of the situation that the number of receiving signal in wideband receiver is large and signal spectrum distributes non-uniformly，a method of efficient non-uniform digital channelizer based on polyphase filter banks and signal reconstruction is proposed in this paper.The digital channelizer is composed of both analyser and synthesizer with a same coefficient of prototype low-pass filter，which is designed optimally to achieve high stopband attenuation，so that the parallel quadrature mirror filter banks can be used to reconstruct signal. Finally，the computational complexity of the proposed channelizer is compared with that of the parallel digital down conversion channelizer and multi-stage polyphase DFT（Discret Fourier Transform）filter banks，it can be seen that the proposed method is more efficient and feasible with a little signal distortion.

wideband receiver；polyphase DFT；signal reconstruction；digital channelizer

The National Basic Research Program of China（973 Program）（2007CB310601）；The National Key Technology R＆D Program of the Ministry of Science and Technology of China（2008BAH25B03）；The National Natural Science Foundation of China（No.61021001）

TN911.7

A

10.3969／j.issn.1001-893x.2011.05.010

王芳（1982—），女，山西偏關人，2004年于解放軍信息工程大學獲工學學士學位，現為清華大學電子工程系碩士研究生，主要研究方向為信號處理；

1001-893X（2011）05-0046-05

2011-03-11；

2011-04-06

國家重點基礎研究發展規劃（973計劃）項目（2007CB310601）；國家科技支撐計劃項目（2008BAH25B03）；國家自然科學基金資助項目（61021001）