基于PSCAD/EMTDC的數控電容在PWM整流器中的應用仿真研究

張 嶺,孫宏志,梅棟良,王建偉,馮 濤

(1.軍械工程學院 電氣工程系,河北 石家莊 050003；2.中國太原衛星發射中心,山西 苛嵐036301)

隨著用電設備的諧波標準要求越來越嚴格，PWM整流器的應用日益廣泛。在PWM整流器（VSR）的控制中，廣泛采用在同步旋轉坐標系下的直接電流控制方法和雙閉環控制結構，其中電壓外環用于控制整流器的輸出電壓，電流內環實現網側電流的波形和相位控制。

[1]按滿足VSR直流側電壓跟隨性和抗擾性指標分別確定了電容的上限值和下限值。但是，這兩個值通常不能同時滿足，即當滿足直流電壓跟隨性時通常不能滿足直流電壓抗擾性。

本文著重討論了PWM整流器工作在相同模式下直流電壓跟隨性能指標的改善途徑?；赑SCAD/EMTDC軟件建立了PWM整流器仿真模型，通過對直流側電容的設計取值進行分析，提出在直流側采用新型器件數控電容在線調整的方法，實現直流側電壓的靈活控制。

1 PWM整流器主電路和雙閉環控制結構

三相電壓型PWM整流器的拓撲結構如圖1所示。主電路采用IGBT與二極管反并聯的方式，Ls和Rs為電感的等效參數，C為直流濾波電容，RL為直流側負載，uca、ucb、ucc為整流橋三相控制電壓。

圖1所示的PWM整流器通過坐標變換得在同步旋轉坐標系下PWM整流器的方程為[2]:

式中，usl、isl、ucl(l=d,q)分別為d-q同步旋轉坐標系下的電源電壓、輸入電流和橋中點控制電壓。

PWM整流器采用由電壓外環和電流內環組成的雙閉環控制結構如圖2所示[2]。

2 基于PSCAD的PWM整流器控制器仿真模型

利用Mannitoba HVDC研究中心的PSCAD/EMTDC工具建立PWM整流器雙閉環控制仿真模型,如圖3所示。采用定直流電壓、定無功功率控制，假設所接負載為純電阻，無功功率參考值設為零，為了研究電壓跟隨性指標的變化情況,在某時刻將Udc參考值從 Udcref1調整到 Udcref2。

3 數控電容仿真實現及直流側電壓改善分析

在電壓型三相橋式PWM整流器中，直流側電容主要用來緩沖VSR交流側與直流側的無功能量交換，抑制直流側電壓紋波，并且當負載發生變化時，支撐直流側電壓，限定直流電壓的波動。

一般而言，從滿足電壓環控制的跟隨性指標看，VSR直流側電容應盡量小，以確保VSR直流側電壓的快速跟蹤控制；而從滿足電壓環控制的抗擾性指標分析，VSR直流側電容應盡量大，以限制負載擾動時的直流電壓動態降落[3-4]。新型數字化元器件的出現使得電容的在線調整成為可能。

3.1 數字電容器原理及實現

以往電容參數在設計過程中,需要根據實際需要,綜合考慮直流電壓跟隨性和抗擾性性能指標。新型數字化元件采用總線接口通過單片機或邏輯電路編程進行數控調節，實現了“把模擬器件放到總線上”的全新設計理念[5]。典型的數字電容器有Maxim公司生產的MAX1474和 Intersil公司生產的X90100等,可以在 5 μs內快速調整，隨著數控電容新器件工藝的不斷進步,調整容量和范圍進一步增大。

3.2 直流側電壓指標改善分析

3.2.1 直流側電壓跟隨性分析

仿真實例取三相電壓型PWM整流器交流輸入線電壓有效值為100 V，直流側負載電阻為50 Ω，主功率開關器件采用IGBT實現。

輸出直流電壓Udc應該大于三相線電壓峰值，即:

若要求三相VSR直流電壓從初始值Udcref1躍變到目標值Udcref2時的上升時間不大于tr*,則可由下式求出直流側電容的上限值[1]：

取直流電壓初始值Udcref1=160 V，躍變目標值Udcref2=220 V，上升時間tr*=0.02 s，計算得電容上限值為5 405 μF。在 t=5 s時發出躍變指令,電容取值分別為500 μF、1 000 μF、2 000 μF、5 000 μF時的直流側電壓變化曲線如圖4所示。

由圖4可見，電容取值與動態響應速度和紋波大小的關系如下：

(1)電容并不是取值越小越好，相反，會由于電壓調節超調量的增大而使調整時間延長。從圖4可知，當電容取值小于500 μF時會具有較大的電壓超調量，導致調節時間明顯大于電容取值1 000 μF時的調節時間。

(2)電容取值越小，峰-峰波動值越大，取電壓參考值由 160 V調整為 220 V后的穩定運行時間段9 s～9.02 s進行分析，如圖5所示。

采用直接觀察的方法得到峰-峰波動值大小如表1所示。

表1 取不同電容值時的直流側電壓峰-峰波動值

基于軟件仿真數據驗證[6]得出以下結論：當電容取值大于1 100 μF時，滿足紋波小于1%的要求;當電容取值小于2 000 μF時，可以較快地反應電壓跟隨性指標。因此確定電容取值范圍為 1 100～2 000 μF。

3.2.2 直流側電壓抗擾性分析

參考文獻[1]分析直流側電壓的抗擾性的依據是PWM整流器的工作模式由最大功率整流變化到最大功率逆變時引起的直流側電壓波動最嚴重的情況，此時輸入輸出功率偏差最大，過渡過程最長。而PWM整流器經常工作在相同的工作模式下，可以根據直流電壓上的諧波要求來設計電容，穩態時直流輸入電流為直流量，諧波主要來源于一個開關周期內的開關諧波，其能量很小，引起的直流電壓波動也很小，設計電容值遠小于參考文獻[1]中的電容設定上限值。因此，在直流側電壓跟隨性指標確定的電容范圍內，直流側電壓的抗擾性變化不大。

綜上分析表明，PWM整流器工作在相同模式時，電容值的調整對于改善直流側電壓跟隨性能效果明顯，但是對于改善直流側電壓抗擾性效果有限。

與改善PWM整流器網側電流時的在線調整數控電感的方法不同[7]，數控電容參數的調整需要在直流側電壓參考值發生變化前完成，并且調整量分檔盡量小，否則會出現較大的電壓波動。

本文使用PSCAD/EMTDC軟件建立了PWM整流器的仿真模型?；谲浖抡骝炞C的確定電容取值在較小范圍。提出了利用數控電容替代傳統的電容器，使得電容在線調整改善電壓環的動態響應的方法。仿真結果表明，電容的變化對直流側電壓跟隨性能改善效果顯著。該方法可根據不同情況下的控制要求，預先調整電容，靈活實現直流側電壓控制目標，在小功率電源變換電路和控制電路中有一定應用價值。

參考文獻

[1]張崇巍,張興.PWM整流器及其控制[M].北京：機械工業出版社，2003.

[2]BLASKO V,KAURA V.A new mathematical model and control of a three-phase AC-DC voltage source converter[J].IEEE transactions on Power E1ectronics,1997,12(1):116-123.

[3]伍旭鵬.三相電壓型 PWM整流器的研究[D].長沙：湖南大學,2009.

[4]吳慶彪.基于dSPACE的PWM整流器的研究[D].上海：東華大學,2010.

[5]張嶺,谷志鋒,尹志勇.動態電壓恢復器同步基準正弦電路設計實現[J].電子設計工程,2010,18(11):33-36.

[6]張嶺,曹曼,邢婭浪.基于軟件仿真驗證的含運放電路應用設計[J].現代電子技術,2010,33(22):12-14.

[7]張嶺,趙錦成,邵天章,等.基于數控電感的PWM整流器網側電流改善研究[J].電子技術應用,2011,37(06):74-76.