一種新的基于互相關的同頻同相調整方法

楊 凌,陳精杰,郝杭州

(1.蘭州大學 信息科學與工程學院,蘭州 730000;2.解放軍63756部隊,山東 青島 266114)

1 引 言

航天測控技術是航天器在軌正常工作和運行的重要保證。航天測控主要指地面測控站對航天器的測量和控制,其中地面站和航天器之間的通信起著主要的作用。由于電磁環境的復雜和惡化,對測控通信信道的影響日趨嚴重。此外,航天器和地面測控站之間的相對運動產生的多普勒頻移對地面接收信號的影響也日趨加深。采用多重布站的方式和通信信道中噴泉碼的應用,可以較好地改善接收信號的質量[1]。但是,多重布站的方式會造成設備的復雜和成本增高,噴泉編碼的方式會增加信號帶寬和接收信號處理上的復雜度。分集接收技術的出現有效地解決了這一問題,針對不同的信號衰落形式,分集接收技術對抑制干擾噪聲和改善信號的傳輸質量十分有效[2,3]。分集接收技術是將攜帶同一信息的信號,利用不同路徑、不同頻率、不同極化方式進行傳送,在接收端將各個支路信號按某種方式加以合并,然后提取信息。分集接收的合并方式是實現分集接收的關鍵,根據合并方式的不同,可分為選擇合并(Selection Combining,SC)、等增益合并(Equal Gain Combining,EGC)、最大比合并(Maximal Ratio Combining,MRC)[4,5]。其中,最大比合并方式理論上可以獲得最大3 dB的輸出增益,因此在實際中應用最為廣泛。

最大比合并是以使合并后信噪比最大為原則來控制接收信號的相位和幅度的[6],它根據各路信號的信噪比進行加權合并輸出,加權系數正比于信號的信噪比,即信噪比大的信號對輸出的貢獻要大。在最大比合并方式中有兩大關鍵技術,一是兩路信號同頻同相調整[7],二是根據信噪比對兩路信號進行正確加權[8]。本文針對信號的同頻同相調整方法進行研究,提出一種基于互相關的同頻同相調整方法。

2 常用的同頻同相調整方法

要實現最大比合并,各路信號的瞬時相位和頻率必須相同。影響多路信號頻率和相位的因素主要有多徑效應和多普勒頻移等,由于在實際傳輸中頻率的影響相對較小,而相位的累積效應非常大,所以同頻同相調整主要進行同相調整。目前相位調整方法多采用差模校相的方法[9—10],其原理框圖如圖1所示。

圖1 差模校相原理框圖Fig.1 Block diagram of differential mode adjustment

頻率控制字產生器產生的控制字控制兩個壓控性能對稱的數字控制振蕩器(NCO),分別產生頻率為 ω0、ω′0,相位為 θ0、θ′0的兩路本地信號 。數字下變頻采用正交數字下變頻,接收信號經AGC調整和數字下變頻網絡之后分別輸出左旋同相支路(I)、正交支路(Q)信號 IL、QL以及右旋同相支路(I)、正交支路(Q)信號 IR、QR:

圖1中各主要參數的關系如下:

式中,ω為合并后的角頻率,cL、cR分別為左、右旋信號的加權系數,an、bn分別為合并前左右旋信號幅度,A為合并后的信號幅度。由式(7)可以得出A為一常數,因此相位控制字的大小由Δθ來決定,通過設定兩路頻率控制字使得 θ0=-θ′0,將式(4)、式(5)代入式(6)得到:

式中,2θ0是補償的相位,當θ′i超前于θi時θ0為負,而 θ′i滯后于θi時 θ0為正,從而逐漸使兩路信號達到同相調整的目的。

該方法在進行同頻同相調整的過程中,忽略了傳輸頻率和多普勒效應的影響,且調整過程中設定Sn(n)=±1,所以該調整方法受限于調制信號類型。針對這一缺陷,本文提出了一種新的基于I、Q支路左、右旋信號做復相關的同頻同相調整方法。

3 基于互相關的同頻同相調整方法

圖2給出了本文所提出的基于互相關的同頻同相調整方法與差模校相不同部分的原理圖。

圖2 基于互相關同頻同相調整原理圖Fig.2 Block diagram of same frequency and phase adjustment based on cross-correlation

假設接收到的兩路信號分別為SL(t)和SR(t):

式中,AL、AR分別為左 、右旋信號的幅度,ωL、ωR 分別為左、右旋信號的中心頻率,θL、θR分別為左、右旋信號的初始相位,nL、nR分別為疊加在左、右旋信號上的高斯白噪聲,Υ代表調制數據信息。根據 Υ的物理意義不同,接收信號可以代表BPSK、QPSK、FSK、FM等各種信號形式。

經過自動增益控制(AGC)調整后左旋信號為

右旋信號為

開始時左旋本地信號同相支路為

正交支路為

右旋本地同相支路為

正交支路為

式中,ω為本地載波頻率,在這里認為本地載波初始相位為零。

左旋信號經過正交下變頻后變為:同相支路:

正交支路:

右旋信號經過正交下變頻后的信號為

左旋混頻信號經過濾波后,高頻信號被濾除。同相信號變為

正交信號為

右旋混頻信號經過濾波后,高頻信號被濾除。同相信號為

正交信號為

式中,n′LI、n′LQ、n′RI、n′RQ為濾波后的噪聲 。

對兩路信號的左、右旋信號作互相關:

式中,nI、nR為噪聲。再采用反正切的方式計算出誤差信號(ωR-ωL)t+θR-θL,誤差信號通過環路濾波器,得到控制信號,分別控制兩個本地NCO,使其產生新的頻率控制字,使(ωL-ω)t+θL和(ωR-ω)t+θR相等,從而達到同頻同相調整的目的。從公式(25)、(26)可以看出,公式中不包含調制信息,因此,該調整方法不受調制信號類型的影響。

4 實驗驗證

4.1 同頻同相調整效果仿真

為了驗證新的基于互相關同頻同相調整方法的有效性,采用Matlab進行仿真。

(1)單載波信號仿真

采樣頻率為28 kHz,左旋載波頻率1 MHz,初相位π,右旋載波頻率為2000kHz,初始相位為0,仿真結果如圖3所示。

圖3 單載波同頻同相調整仿真Fig.3 The simulation of the same frequency and phase adjustment based on single-carrier

(2)BPSK信號仿真

采樣頻率為28 kHz,開始時左旋頻率為5 MHz,初相位π,右旋頻率為6 kHz,初始相位為0,仿真結果如圖4所示。

圖4 BPSK同頻同相調整仿真Fig.4 The simulation of the same frequency and phase adjustment based on BPSK

(3)FSK信號仿真

數據速率2 kbit/s,采樣頻率為28 kHz,開始時左旋頻率為5000kHz,初相位π,右旋頻率為6000Hz,初始相位為0,仿真結果如圖5所示。

圖5 FSK同頻同相調整仿真Fig.5 The simulation of the same frequency and phase adjustment based on FSK

由圖3～5可以看出,針對上述3種不同調制方式的信號,在采樣點約550點時,左右旋信號的頻率、相位誤差基本為0,達到了同頻同相調整的目的。

4.2 實際測試結果

表1和表2給出了BPSK、FSK信號的實際硬件測試結果,測試平臺采用某通信系統通用解調接收機,模擬源采用通用調制模擬源。

表1給出了以BPSK信號誤碼率形式反映的實際硬件測試合成效果。模擬信號設置:信號載頻fc=70MHz,碼元速率 fd=2Mbit/s,采樣頻率 fs=56 MHz。

表1 BPSK信號合成效果Table 1 BPSK signal synthesis result

表2給出了以FSK信號誤碼率形式反映的實際硬件測試合成效果。模擬信號設置:數據速率fd=2 kbit/s,采樣頻率 fs=56 kHz。

表2 FSK信號合成效果Table 2 FSK signal synthesis result

在表1和表2中,理論合成增益[11]欄表示在左、右旋信號的信噪比為對應的數值時,采用最大比合成方式時的理論輸出增益;實際合成增益欄表示在本文給出的條件下的實際輸出增益。可以看出,實際的輸出增益與理論輸出增益接近,在兩路信號信噪比相當時,輸出的合成增益接近3 dB。同時,實測的誤碼率也滿足實際要求,說明新方法滿足最大比合并的要求。

5 結 論

通過對目前常用同頻同相調整方法的分析,發現其存在對調制信號類型限制的弊端,給實際應用帶來諸多不便。本文針對這個問題,提出了一種不依賴調制信號類型的新的同頻同相調整方法,有效解決了目前方法中的缺陷。本文所介紹的同頻同相方法已在實際中得到應用,取得了較好的合成效果。

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