改進(jìn)型雙頻段低噪聲放大器設(shè)計(jì)*

程知群，徐勝軍，朱雪芳，高俊君

(杭州電子科技大學(xué)射頻電路與系統(tǒng)教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 杭州310018)

低噪聲放大器是無(wú)線通訊系統(tǒng)中接收機(jī)的重要組成部分，它的噪聲和增益等參數(shù)直接影響著接收機(jī)的靈敏度等性能。近20年來(lái)CMOS技術(shù)在射頻電路中不斷應(yīng)用和發(fā)展，一方面使得電路的功耗和成本的降低，同時(shí)也使得片上集成系統(tǒng)成為了可能。隨著無(wú)線通信技術(shù)的發(fā)展和技術(shù)的不斷創(chuàng)新，人們對(duì)通信技術(shù)有的更高的追求，市場(chǎng)對(duì)多模式、多頻段的通訊接收機(jī)的需求和要求也不斷的增加，在此領(lǐng)域已經(jīng)開(kāi)展的相關(guān)的研究[1-2]，成為了無(wú)線通訊射頻前端的研究熱點(diǎn)之一。早期提出的雙頻帶低噪聲放大器是由射頻開(kāi)關(guān)控制，每次只能工作在一個(gè)諧振頻率上[3-4]。這種解決方案不能使電路同時(shí)工作在兩個(gè)頻率上且由于開(kāi)關(guān)的插入損耗會(huì)惡化電路的噪聲。

本文設(shè)計(jì)一種可同時(shí)工作在900MHz/1900MHz雙頻帶低噪聲放大器，通過(guò)對(duì)電路進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，即用高Q的LC網(wǎng)絡(luò)替代級(jí)間低Q電感，實(shí)現(xiàn)了電路總體性能的提高，也降低了芯片面積；仿真結(jié)果表明電路在兩個(gè)頻段內(nèi)實(shí)現(xiàn)了高增益、低噪聲，同時(shí)具有良好輸入輸出端口匹配。設(shè)計(jì)的電路中同時(shí)采用電流復(fù)用技術(shù)降低了電路的功耗。

1 電路分析與設(shè)計(jì)

設(shè)計(jì)的低噪聲放大器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1 所示。電路由兩個(gè)共源晶體管M1和M2構(gòu)成，第一級(jí)電路采用的是電感源極負(fù)反饋結(jié)構(gòu)[5]，這種結(jié)構(gòu)可以在提供低噪聲系數(shù)的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)50 Ω的輸入阻抗。在M1的漏端和M2源端之間加入一個(gè)并聯(lián)LC網(wǎng)絡(luò)來(lái)產(chǎn)生一個(gè)交流高阻抗， M2管的柵端和M1管的漏端之間串接電感Lg2和電容C2并在工作頻帶高端產(chǎn)生諧振。M1管柵極接兩個(gè)LC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)，電感Lg1，L0和電容Cg， C0， Cex和M1的寄生電容Cgs使輸入阻抗Zs虛部為零。晶體管M1， M3， Rref和Rb1為電流鏡結(jié)構(gòu)，為M1管提供偏置電壓。電阻Rb2為M2管提供偏置電壓的同時(shí)阻止交流信號(hào)對(duì)地短路，在M2管漏端接Ld2與其漏端寄生電容形成高阻抗諧振電路， Rd的引入增大諧振頻率處的帶寬。 C01、L01和C02實(shí)現(xiàn)雙頻段阻抗下變換，將Ld2和Rd提供的大阻抗實(shí)部在兩頻段下均匹配到50 Ω， L02對(duì)虛部進(jìn)行匹配，實(shí)現(xiàn)虛部共軛。C1和C4為隔直電容。

根據(jù)功耗約束條件下獲得最優(yōu)噪聲，輸入管的柵寬公式[6]為，

式中：Cox單位面積氧化層電容， L為有效柵長(zhǎng)， Rs為源電阻， Qsp為噪聲最優(yōu)匹配時(shí)輸入端的品質(zhì)因數(shù)，其取值范圍一般為3.5到5.5[7]。本文取Qsp的值為4.5。Cox的值可根據(jù)工藝參數(shù)計(jì)算得到。由于噪聲會(huì)隨著頻率的增加而惡化，因此我們選擇在高頻工作點(diǎn)進(jìn)行優(yōu)化，以減少高頻點(diǎn)噪聲因子的“短板效應(yīng)”[8]。所以取ω=1 900 MHz進(jìn)行最優(yōu)化設(shè)計(jì)，根據(jù)公式(1)可計(jì)算出柵寬大約為350 μm，根據(jù)電路的最終優(yōu)化取M1柵寬為400 μm。 M2管與M1管取相同的尺寸，為了限制整個(gè)電路的功耗，應(yīng)盡可能減小偏置電路的功耗，取M3的柵寬為60 μm。

圖1 雙頻段LNA電路拓?fù)鋱D

1.1 電流復(fù)用結(jié)構(gòu)分析

圖2所示，這是一個(gè)采用電流復(fù)用技術(shù)的兩級(jí)共源放大器結(jié)構(gòu)[9]。圖中Ld1、ZL分別是每個(gè)共源放大器的負(fù)載， C2為耦合電容，調(diào)節(jié)Lg2使得它與第二級(jí)輸入等效電容Cin2產(chǎn)生級(jí)間串聯(lián)諧振。當(dāng)它們發(fā)生諧振后，為M1漏級(jí)實(shí)現(xiàn)低阻抗通路。同時(shí)， C3是旁路電容，為M2提供交流接地。 Ld1提供一個(gè)交流高阻抗，這樣Ld1、C3、Lg2和C2的引入使得共源共柵連接的M1和M2變成了兩級(jí)共源放大器結(jié)構(gòu)，而與常規(guī)的兩級(jí)放大器不同是該電路采用了同一個(gè)電源。這樣就有效地降低了電路的功耗。

圖2 電流復(fù)用結(jié)構(gòu)

1.2 輸入匹配分析

通常在射頻接收機(jī)中， LNA的輸入端直接接天線，或者是接一個(gè)帶通濾波器，因此，要對(duì)電路進(jìn)行輸入匹配來(lái)實(shí)現(xiàn)功率的最大傳輸[10]。圖3為傳統(tǒng)輸入匹配電路及等效電路，其輸入阻抗表達(dá)式為：

其中g(shù)m是M1的跨導(dǎo)， ω0是諧振頻率。

圖3 傳統(tǒng)輸入匹配結(jié)構(gòu)及等效電路

本文設(shè)計(jì)的是雙頻段LNA，這就對(duì)電路輸入匹配提出了更高的要求。使阻抗和噪聲要在兩個(gè)不同的頻率ω1和ω2同時(shí)達(dá)到最佳匹配。為此，我們?cè)谳斎攵思尤胍粋€(gè)LC并聯(lián)電路L0和CO，如圖1 所示，其輸入阻抗表達(dá)式為：

此輸入阻抗匹配必須滿足下面兩個(gè)等式：

其中Ct=Cgs1+Cex， s=jω

通過(guò)等式(4)得出ω1和ω2。

根據(jù)式(4)， (5)， (6)可以確定它們的值，如表1所示。

表1 電路主要元件參數(shù)

1.3 LC網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

在輸入匹配中，柵極電感如圖3中的Lg和電流復(fù)用電路的級(jí)間匹配電感如圖2中的Ld1都比較大。這樣就使得電路占用的面積比較大，同時(shí)也引入更大的噪聲。因此，本設(shè)計(jì)中采用了一種LC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)來(lái)替代大電感的方法[11]，如圖1中的Lg1、Cg并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)和Ld1、Cd1并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)。使用這種LC網(wǎng)絡(luò)可以達(dá)到與一個(gè)大電感相同的效果，但是并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)中電感要小很多，使得電路的面積得到減小，電路的噪聲也得到改善。下面給出進(jìn)一步的原理分析，圖4為L(zhǎng)C并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)及其等效電路。圖4左邊為一個(gè)并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)，可以等效成一個(gè)理想的感抗Lg和一個(gè)電阻Rg的串聯(lián)，如圖4 的右邊圖，其等效阻抗為Z=Rg+jωLg。其中， Rg1為電感Lg1的寄生電阻， ω為工作頻率。根據(jù)式(8)，如果能滿足

也就是說(shuō)工作頻率ω在0 和近ω0之間， Lg的電感值都比Lg1大，并隨著ω從0趨近ω0， Lg1將遠(yuǎn)小于電感Lg。這樣就可以用較小電感Lg1與Cg組成的并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)來(lái)代替大電感Lg，滿足了電路的功能，又節(jié)省芯片面積，降低了因大電感產(chǎn)生的熱噪聲。

圖4 并聯(lián)LC網(wǎng)絡(luò)及其等效電路

2 仿真結(jié)果

設(shè)計(jì)采用了SMIC 0.18 μm CMOS工藝庫(kù)，使用ADS和Cadence軟件進(jìn)行電路仿真和版圖繪制。由圖5可以看出，當(dāng)LNA工作在900 MHz/1 900 MHz兩個(gè)頻段的要求帶寬50 MHz/75 MHz內(nèi)，正向傳輸增益S21分別大于16.6 dB和16.0 dB，表現(xiàn)出較高的增益。圖 6 顯示了輸入反射系數(shù) S11均小于-18.6 dB，輸出反射系數(shù)S22也均小于-12 dB，表明兩個(gè)端口在雙頻帶內(nèi)都具有良好的阻抗匹配。圖7給出了反向傳輸曲線， S12均小于-40 dB，表明電路的反向隔離特性很好。圖8所示噪聲系數(shù)NF在兩個(gè)頻帶內(nèi)分別小于2.6 dB和2.8 dB。圖9給出了三階交調(diào)測(cè)試曲線，圖中顯示兩個(gè)頻段的中心頻率點(diǎn)的IIP3分別為-9.5 dBm和-7.9 dBm，表現(xiàn)出電路具有較好線性度。圖10是采用Cadence Virtuoso Layout Editor優(yōu)化設(shè)計(jì)的低噪聲放大器的版圖，其面積(包括電極)為0.83 mm×1.62 mm。

圖5 正向傳輸增益

圖6 輸入輸出反射系數(shù)

圖7 反向傳輸增益

圖8 噪聲系數(shù)

圖9 IIP3仿真結(jié)果

圖10 低噪聲放大器版圖

3 結(jié)論

本文采用SMIC 0.18 μm CMOS工藝技術(shù)成功地設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用于雙模手機(jī)通信的雙頻帶低噪聲放大器。通過(guò)對(duì)電流復(fù)用技術(shù)的電路拓?fù)涓倪M(jìn)，采用高Q小電感的LC網(wǎng)絡(luò)代替低Q大電感實(shí)現(xiàn)輸入和節(jié)間匹配，提高了放大器的噪聲性能，也減小了電路的芯片面積。仿真結(jié)果表明，放大器還同時(shí)具有較好的增益、端口駐波比和線性度。該低噪聲放大器具有很好的實(shí)用價(jià)值。

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