一種用于IEEE802.16d的聯合信道估計算法

張 輝， 吳玉成

（重慶大學通信工程學院，重慶 400030）

0 引言

正交頻分復用 OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing），因其頻譜利用率高以及抗多徑能力強，成為寬帶無線通信領域中一種非常有競爭力的物理層技術[1]。而信道估計是OFDM中的關鍵技術之一，它直接影響了后續解調的準確度。

IEEE802.16d的 Wireless MAN-OFDM模式是基于OFDM 的物理層規范[2]，協議中明確規定了前導訓練序列（Preamble）和數據符號中導頻（Pilot）的插入圖案，所以其信道估計首選方案是基于數據輔助算法。文獻[3-5]中，提出了常見的基于前導訓練序列和基于導頻估計插值的信道估計方法。而這兩種方法應用到IEEE802.16d系統中均存在一定的缺點。由于前導訓練序列僅在每幀開頭，從而無法實時跟蹤信道變化；此外當信道相干帶寬大于導頻間隔時，導頻估計將不能準確反映信道的變化。為解決以上問題，本文提出了一種前導和導頻聯合的信道估計算法，它能夠更有效的對抗頻率選擇性衰落和更大的多普勒頻移，改善系統的性能。

1 OFDM信道估計

本文提出的信道估計方法主要由3個部分組成：前導訓練序列信道估計，判決式導頻信道估計以及前導和導頻聯合估計。

1.1 前導訓練序列信道估計

基于802.16d的幀結構，每幀開始前兩個OFDM符號用做訓練序列進行同步和信道估計，在本文算法中前導訓練序列得到的信道估計結果作為算法的信道估計初始值preamble(k )。訓練序列得到的LS信道估計[4]結果為：

其中802.16d的幀結構有兩個前導訓練序列，同式（1）得到分別為兩個前導的信道估計結果，為了減小噪聲對LS估計的影響，對兩個前導估計結果求平均得到前導信道估計結果：

1.2 判決式導頻信道估計

導頻信道估計先通過已知導頻得到導頻頻點處的信道值，再通過對其它頻點處內插得到整個頻帶上的信道值。考慮到IEEE802.16d幀結構中導頻圖案間隔較大，導頻估計不能準確反映信道的變化，所以這里采用一種改進的判決式導頻估計方法[6]。

設通過信道估計算法得到第i個符號的結果為得到均衡后的接收數據為：

如果dlen＜thlen，則認為在該點處均衡后結果準確，即信道估計值在該點足夠準確，可以作為下一個符號的導頻估計結果。經過門限判決可以得到多個估計準確點，這里表示為為估計準確點子載波標號。

而下一個符號導頻點處，由LS估計算法得出的估計結果為：

其中，kp為導頻符號所在子載波標號。

1.3 前導和導頻聯合估計

由于前導訓練序列在整個頻段上分布，所以前導訓練序列估計對抗頻率選擇性衰落的性能優于導頻估計。而前導信道估計無法跟蹤信道在時間上的變化，所以實際系統中還需要利用導頻進行補償，因此提出了一種前導和導頻聯合的信道估計，利用導頻估計對多普勒頻移不敏感來對前導估計進行補償：

這里通過前后兩個符號導頻點處信道估計結果的差值來判斷信道隨時間變化快慢，即前后兩個符號導頻估計結果相差越大說明信道隨時間改變越大，因而步進因子u通過下式得到：其中Np為導頻個數。通過步進因子的計算就可以自適應的根據信道變化快慢來控制前導估計和導頻估計所占的比重。

為了提高導頻估計的精度，同理可以聯合之前符號的導頻估計，最終的信道估計結果可以通過兩個簡單的遞歸濾波器得出：

2 仿真以及結果分析

本文的仿真參數是基于 IEEE802.16d Wireless MANOFDM物理層規范[2]的下行鏈路。系統帶寬3.25 MHz，采用QPSK調制方式，循環前綴長度為符號長度的 1/4，幀長4.5 ms，每幀55個OFDM符號，假設系統沒有同步和頻偏問題。仿真信道模型采用瑞利衰落信道模型，參數如表1所示。仿真結果均以誤碼率（BER）作為性能評估的標準。

表1 仿真信道參數

下頁圖1為在信道參數1典型SUI3慢衰落信道下三種估計算法系統的誤碼性能，從圖1中可以看出，隨著信噪比逐漸加大前導估計的性能就越優于導頻估計性能。分析其主要原因是 SUI3信道為慢衰落信道，不需要用導頻來對信道進行跟蹤，并且前導中的頻點數遠大于導頻數，因此前導的估計自然優于導頻的估計。本文算法由于結合了前導和導頻估計結果，故估計結果會由導頻估計引入一定的誤差，估計效果略差于前導估計算法。

圖2給出了在信道參數2多徑時延不變多普勒頻移50 Hz情況下三種估計算法的誤碼性能。從圖中可以看出，由于多普勒頻移的影響，前導估計性能變差，而導頻估計性能與圖1基本不變，分析原因，這是因為前導估計只是在幀頭進行估計，并且認為在一幀內信道不變，無法反映信道在時間上的變化，而導頻圖案分布在整個時間軸上可以跟蹤信道的變化。而本文的算法結合了前導估計的準確和導頻估計對多普勒頻移的不敏感的特點，得到的估計結果均優于其他兩種算法。

圖1 信道1仿真結果

圖2 信道2仿真結果

圖3為在信道參數3更惡劣的條件下，三種算法的誤碼情況。從圖3中可以看出，基于導頻的信道估計算法與信道1和2下相比誤碼性能有了相當程度的惡化，這是因為多徑信號的時延擴展較大使導頻間隔大于系統的相干帶寬，導頻不能準確的反映信道在頻域上的變化。而多普勒頻移在100 Hz時，前導估計的結果基本不可用。這里本文的改進的導頻估計算法，利用了前一符號的有效信道估計結果，相當于加大了導頻的密度，從可以獲得比一般導頻插值估計算法更好的性能，能更有效的跟蹤信道變化，最后聯合前導和導頻估計結果完成信道估計。從以上仿真結果可以看出，在多徑時延更大和信道變化更快的情況下，其估計效果明顯優于分別使用前導和導頻的估計方法。

圖3 信道3仿真結果

3 結語

本文針對 IEEE802.16d WirelessMAN-OFDM 空中接口物理層規范，在不同信道條件下仿真了前導估計、導頻估計的性能差異，從理論上分析了它們的性能差別，并根據它們存在的問題提出了一種前導和導頻聯合的信道估計方法。仿真結果表明其性能優于傳統的兩種信道估計方法，并能用于多徑時延擴展更長多普勒頻移更大的信道環境中。

[1] 龔愛斐,陳發堂.一種改進了的 OFDM信道估計算法[J].通信技術,2008,41(06):100-102.

[2] IEEE Std 802.16e-2005 and IEEE Std 802.16-2004/Corl-2005.Air Interface for Fixed and Mobile Broadband Wireless Access Systems[S].

[3] 龍九清.OFDM系統中信道估計算法研究與仿真[J].通信技術,2008,41(10):7-8.

[4] Ozdemir M K, Arslan H. Channel Estimation for Wireless OFDM Systems[J].IEEE Communications Surveys & Tutorials, 2007,9(02):18-48.

[5] 程履幫.OFDMA系統中給予 LMMSE信道估計算法的改進及其性能分析[J].電子學報,2008, 36(09):1782-1785.

[6] Lasaulce S, Sellami N, Yi Yuan. Performance Study of Least-squares Channel Estimation Based on Hard Decisions[J].IEEE Vehicular Technology, 2003, 4(04):2570-2574.