基于COFDM技術的電纜調制解調器的設計

儲蓄蓄， 陳 偉， 樊 豐

(電子科技大學 電子工程學院，四川 成都 610054)

0 引言

編碼正交頻分復用是一種新型高效編碼調制技術，它不僅包含了OFDM調制技術的所有優點，還能消除OFDM調制不能解決的多徑傳播引起的時間選擇性衰落和多普勒頻移的影響。因此COFDM調制技術已經受到了人們普遍的關注。本文基于TI公司的TMS320C6415高性能數字處理器，設計了一套完整的COFDM無線調制解調器方案：包括隨機化、RS編譯碼、交織、映射、FFT和IFFT算法，所有算法都是使用匯編語言編程針對TMS320C6415實現的。

1 COFDM調制解調器的方案設計

如何將OFDM調制技術結合性能優越的FEC信道編碼[1]，來進一步提高系統抗噪聲性能，以期在信噪比(S/N)相同時顯著降低誤碼率，提高通信的傳輸速率及可靠性。采用RS(里德一所羅門)糾錯編碼作為信道編碼。因為RS碼為非二進制循環碼和極大最小距離碼，距離特性好，非常適于糾正突發性錯誤。

基于該RS糾錯編碼、數據交織技術對誤碼率的保證及OFDM本身對衰落和干擾的良好抵御能力，映射時就可用要求傳輸特性很高的M-QAM(多進制正交幅度調制)調制手段來獲得更高的傳輸速率，采用AGC控制技術，跟蹤信號幅度的緩慢變化，以提高AD采樣的信噪比。本文設計的整個COFDM測井電纜調制解調器的傳輸流程見下頁圖1所示。

協議層數據首先進入輸入數據緩沖器，物理層打包器根據比特緩沖器及輸入數據緩沖器的狀態從輸入數據緩沖器中獲取數據打包，或者輸出空包。

映射模塊根據比特分配表的值對每一個子載波從輸入數據緩沖器中獲取比特數據并進行星座映射。

1.1 隨機化

從物理層打包器輸出的字節流需要進入擾碼器進行隨機化，即將輸入比特與一偽隨機比特相異或得到輸出比特，偽隨機序列發生多項式[2]為：

擾碼器邏輯結構如下頁圖2所示。

圖1 COFDM測井電纜調制解調器結構框

圖2 加擾器

PRBS每超幀以及每輸出2048字節后復位一次，復位時加載初始化比特1001,0101,0000,000B。

1.2 RS編碼

外信道編碼采用由原體系的RS(255,239,t=8)碼衍生的縮短的Seed-Solomon碼[3]構成，每一個隨機化數據塊后增加16字節的校驗數據，以產生一個誤碼保護包，即RS校驗包。

RS碼的碼生成多項式：

域生成多項式：

其中HEX02λ=，編碼的原理如圖3所示。

圖3 RS編碼器

1.3 卷積交織

交織技術[3]就是為了對付多徑衰落和屏蔽引起的突發錯誤，使突發錯誤信道變為隨機差錯信道。交織器是由輸入輸出轉向器和隨長度增加的I排移位寄存器陣列組成，來自編碼器的編碼序列依次輸入各排移位寄存器，經過I次輸入之后，又從第一排移位寄存器進行輸入以實現周期性的交織。在接收端解調之后進行交織，也就是I次輸入之后恢復開始的狀態，這就完成了一個交織/去交織的過程。I、M為交織參數，M代表處理單元的字節數。交織/解交織的原理如圖4所示。RS編碼輸出結果進入I＝8，M＝16的卷積交織器，每個RS包的第一個字節從交織器的0支路通過。

1.4 映射

將每個RS編碼輸出的數據塊送入一個比特緩沖區，字節的MSB優先進入緩沖區，如下：

根據比特分配的結果第 i個子載波上分配的比特數為Nbi個， Nbi的范圍是從1～9比特。依次從 BN中取出 Nbi比特分配給第i個子載波，則第i個子載波上分配的比特記為一個比特向量：

采用格雷碼映射將每一個比特向量映射為一個復數iz。

圖4 交織/解交織原理

1.5 IFFT和FFT算法模塊

經IFFT變換后直接輸出兩倍采樣的實基帶信號，IFFT變換需要做相應的預處理，預處理過程如下：

設OFDM符號在頻域經補0后組織為256維復向量：

① 對 ZIFFT(k)進行共軛復制構成512維復向量：

② 設同時輸入兩行經共軛復制的OFDM頻域符號，記為 Xm(k)和 Xm+1(k)：

即：

xm(n)即為 Xm(k)兩倍采樣的實基帶輸出，(n)即為(k )兩倍采樣的實基帶輸出。

在接收端，對接收的OFDM模擬信號進行采樣，恢復出x(n)，則有X(k)=FFT[x(n)]，通過星座圖的反映射和并/串變換，就實現了OFDM解調。系統框圖如圖1所示。

1.6 子載波調整

數據在頻域組幀后被映射為一個復數向量：

m是上行/下行信道的第一個子信道的標號，n是上行/下行信道的最后一個子信道的標號。進行FFT變換前首先應該將Z前后補充0，組成256維復數向量然后就可以采用上面描述的方法進行IFFT變換。

1.7 保護間隙[5]

在測井電纜傳輸系統中，由于回波時差的原因，OFDM信號的嚴格正交性受到破壞，因此造成了信道間干擾和碼間干擾。為了提高系統的性能消除這些影響，需要對碼元加保護時間段。一個OFDM符號長度為有效符號長度加上保護間隔長度，即819.2+204.8=1024 us,如圖5所示。

圖5 OFDM符號

2 DSP實現

2.1 DSP芯片－TMS320C6415

編碼器的核心部件采用TMS320C6415。這是TI公司的一款高性能的固定點的數字信號處理器，工作頻率最大可支持 720 MHz，DSP內核采用超長指令集架構(VLIW)。其基于VelcociTI.2結構，有三條最高速率可達133 MHz的外部總線，一是作為高速無縫連接的同步或異步存儲器接口總線，數據率可達1.1 Gb/s；二是用于低速外設接口總線；三是用于支持工業標準的主機接口總線。它還有三個靈活的多通道緩沖串口，每個多通道緩沖串口都可以提供 100 Mb/s的附加處理能力。它增強的直接存儲器和存取控制器(EDMA)，可以通過64個獨立的通路提供超過2 Gb/s的I/O帶寬。另外，它還有兩級片內 Cache(高速緩沖存儲器），允許系統設計者使用更低速率、更便宜的外部存儲器來存儲數據和程序，并可保持設備的高性能，使程序設計者能夠快速地開發出高性能的程序代碼。

本設計采用多通道緩沖串行口 McBSP[6]來完成數據的發送與接收。其功能如下：

① 全雙工通信；

② 雙緩沖發送及三緩沖接收數據寄存器，允許連續的數據流通信；

③ 接收、發送可獨立進行組幀和同步；

④ 可直接與符合工業標準的編解碼器、模擬接口芯片及其他串行A/D和D/A器件接口；

⑤ 使用外部移位時鐘或內部頻率可編程移位時鐘；

⑥ 多達128個通道的多通道發送和接收能力；

⑦ 數據字長度可選：8，12，16，20，24或32 bit；

⑧ 具有μ-律和A-律壓擴功能；

⑨ 比特數據傳遞時可選擇高位或低位在先；

⑩ 幀同步和數據時鐘的極性可編程；

2.2 硬件實現[6]

調制部分的子程序被系統調用前，由串行接收數據引腳BDR輸入的信號，在外部接收幀同步信號FSR和時鐘CLKR的作用下移入位寄存器RSR一旦接收到1個字(位數由RCR寄存器確定)，而且上一個存儲在接收寄存器DRR中的數據已被CPU取走，則當前數據進入DRR，同時產生串口中斷。CPU將數據存到接收緩沖區。當1幀數據接收完成后，將其復制到buffer段，并開始對該幀數據進行隨機化和RS編碼，接著再接收下一幀，同時調用交織和映射程序對RS編碼數據進行交織編碼裝入數據存儲器。然后程序從數據存儲區讀取一幀數據，并行放入IFFT工作區的相應位置，隨后進行IFFT以及加入循環前綴(即復制數據的后若干位插入到數據的前段)處理。將其結果存放在發送緩沖區經發送數據寄存器DXR通過引腳BDX輸出。

接收過程與發送數據過程基本類似也是采用中斷的方式進行，只是數據流方向相反。這里為了和信源速率保持一致，我們將BFSR和CLKR引腳設最為輸入狀態，采用外部的接收幀同步信號和接收時鐘信號，而發送時的幀同步信號和時鐘信號由DSP內部的采樣率發生器經過分頻得到(分頻因子和幀周期分別由SRGR寄存器的CLKGDV和FPER確定)。

3 結語

這種新型高速通信傳輸技術運用于測井電纜傳輸系統中，不僅可以滿足系統數據傳輸的要求，而且具有良好的抗噪聲能力。隨著通信技術和大規模集成電路的不斷發展，COFDM系統將日趨完善，以其高效的頻譜利用率，優質的性能和多種配制、參數的靈活性，一定會更適合于測井電纜信道數據傳輸。

[1] John G Prokis. Digital Communications Fourth Edition[M]. USA:McGraw Hill Press,2001.

[2] 張峻峰.正交頻分復用(OFDM)調制技術[J].天津通信技術,1998(02):1-5.

[3] 張珣,羅漢文,宋文濤.跳頻通信系統中的糾錯碼設計與實現[J].通信技術,2001(02):11-13.

[4] 全子一,周利清,門愛東.數字信號處理基礎[M].北京:北京郵電大學出版社,2002.

[5] 王敬農,鞠曉東.石油地球物理測井技術進展[M].北京:石油工業出版社,2007.

[6] 李精華,李云,孫智研. 基于 COFDM 技術的無線調制解調器的設計[J].桂林航天工業高等專科學院學報,2006(01):45-47,63.