能饋式牽引供電功率模塊并聯(lián)技術(shù)

張 鋼 劉志剛 王 磊 全恒立

（北京交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 北京 100044）

1 引言

基于電壓型 PWM整流器的城市軌道交通新型能饋式牽引供電系統(tǒng)[1-2]，不僅能夠為車輛提供所需牽引能量，而且還能將多余的再生制動能量反饋回交流電網(wǎng)，保持直流電壓穩(wěn)定、實現(xiàn)節(jié)能的目的，具有一定的推廣應(yīng)用價值。但工程應(yīng)用中必須解決容量和可靠性這對矛盾。

城市軌道交通牽引電站的容量通常為數(shù)兆瓦。當(dāng)前采用單管IGBT的PWM變流器[3-4]的容量一般僅為幾十千瓦。利用IGBT并聯(lián)技術(shù)[5-7]可以將單個PWM 變流器容量提高至百千瓦級。但受到器件動態(tài)和靜態(tài)電流分布不均[6]、器件發(fā)熱過于集中[7]等因素的影響，進(jìn)一步增加并聯(lián) IGBT數(shù)量將大大降低變流器可靠性。變流器并聯(lián)[8-10]也是擴(kuò)大系統(tǒng)容量的有效方法，但是僅僅利用容量為百千瓦級變流器并聯(lián)去構(gòu)建一個數(shù)兆瓦的系統(tǒng)，將面臨變流器數(shù)量過多，占用空間過大，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及上層協(xié)調(diào)控制過于復(fù)雜使系統(tǒng)可靠性降低等問題。

本文在 IGBT直接并聯(lián)技術(shù)基礎(chǔ)上，重點對功率模塊并聯(lián)技術(shù)[11-12]進(jìn)行了研究，在保證可靠性前提下大大提高單變流器容量。針對功率模塊并聯(lián)存在的環(huán)流問題，分析了并聯(lián)環(huán)流產(chǎn)生機(jī)理及影響因素，提出了抑制環(huán)流的有效措施。為基于功率模塊并聯(lián)的大功率能饋式牽引供電系統(tǒng)的工程應(yīng)用奠定基礎(chǔ)。

2 IGBT直接并聯(lián)技術(shù)

IGBT直接并聯(lián)是擴(kuò)大系統(tǒng)容量的一種最經(jīng)濟(jì)有效的方式[6-7]。為了最大限度地利用器件，保證裝置的可靠性，必須確保各并聯(lián)器件之間良好的均流。其主要包括靜態(tài)均流和動態(tài)均流兩方面[5-6]。

靜態(tài)不均流主要由器件輸出特性的差異引起。其中，器件在額定電流下的飽和壓降 Vce(sat)、節(jié)溫Tj、柵極電壓Vge是影響IGBT輸出特性的主要因素。目前NPT型的IGBT都具有正溫度特性，使得并聯(lián)IGBT具有一定的自動均流能力。但為了實現(xiàn)較好的靜態(tài)均流，應(yīng)選擇輸出特性相同的 IGBT進(jìn)行并聯(lián)。

動態(tài)不均流主要是由器件開關(guān)時刻的差異引起的，其發(fā)生在器件的開關(guān)過程中。驅(qū)動電路參數(shù)、IGBT開通閾值電壓、IGBT轉(zhuǎn)移特性、主電路寄生參數(shù)等都會對器件開關(guān)速度造成影響。

由于直接并聯(lián)的 IGBT通常都采用同一塊驅(qū)動板進(jìn)行驅(qū)動，保證了驅(qū)動信號延遲的一致性。此外，通過外加獨(dú)立的柵極驅(qū)動電阻和源極輔助電阻，也可以起到較好的動態(tài)均流效果[13]。

值得注意的是，IGBT直接并聯(lián)技術(shù)是功率模塊并聯(lián)技術(shù)的基礎(chǔ)。

3 功率模塊并聯(lián)技術(shù)

由于受到驅(qū)動板容量限制，并聯(lián) IGBT數(shù)量不能太多。此外，隨著并聯(lián) IGBT器件數(shù)量的增加，完全依賴于結(jié)構(gòu)對稱性的主電路寄生參數(shù)一致性難以得到保證，影響器件間均流。而過分密集布置器件會導(dǎo)致發(fā)熱過于集中，不利于熱交換。在保證器件利用率和可靠性的基礎(chǔ)上，為了進(jìn)一步擴(kuò)大單變流器容量，需采用功率模塊并聯(lián)技術(shù)[12]。其具體做法如下。

首先，利用IGBT直接并聯(lián)技術(shù)，將多個IGBT并聯(lián)封裝成一個功率模塊[11]，該功率模塊經(jīng)過精心設(shè)計，具備完善的驅(qū)動和保護(hù)功能，且能夠保證內(nèi)部各IGBT良好的動、靜態(tài)均流。

其次，將功率模塊進(jìn)行并聯(lián)，并采取措施保證功率模塊之間的均流。功率模塊并聯(lián)示意圖如圖 1所示。

圖1 功率模塊并聯(lián)Fig.1 Parallel of power modules

由于各并聯(lián)功率模塊擁有獨(dú)立的驅(qū)動電路，使得驅(qū)動信號的延遲不可避免地存在一定差異（通常為數(shù)百納秒），導(dǎo)致各功率模塊實際的開關(guān)動作時刻存在差異，從而引發(fā)并聯(lián)環(huán)流的產(chǎn)生。

為簡化分析，假設(shè)功率模塊為理想開關(guān)，認(rèn)為功率模塊實際動作與驅(qū)動脈沖完全一致。下面分析驅(qū)動脈沖延遲差異導(dǎo)致環(huán)流的機(jī)理，以及有效解決方案。

3.1 環(huán)流形成機(jī)理

圖2為兩個智能功率模塊并聯(lián)電路，每個功率模塊均為半橋結(jié)構(gòu)。PWM1、PWM2、PWM3、PWM4為驅(qū)動脈沖，Ls1、Ls2分別為功率模塊交流輸出到并聯(lián)點 A的線路寄生電感，且 Ls1=Ls2=Ls；直流電壓為 Udc；忽略直流母線寄生參數(shù)影響，并假設(shè)器件管壓降和等效內(nèi)阻都為零；兩模塊交流輸出差模電壓 Ud=±Udc，環(huán)路總電感為 Lh=Ls1+Ls2，輸出差模電流（以下簡稱環(huán)流）為id=i1-i2。

圖2 基于功率模塊并聯(lián)的環(huán)流形成機(jī)理Fig.2 Generation of circulating current

如果 PWM1與 PWM3，PWM2與 PWM4完全重合，則兩功率模塊交流輸出電壓差Ud=0，環(huán)流id=0。相反，將使得兩橋臂輸出存在差模電壓Ud=±Udc，并導(dǎo)致環(huán)流id的產(chǎn)生，數(shù)學(xué)關(guān)系如下：

由式（2）可知，環(huán)流增量?id與差模電壓 Ud及作用時間?t的乘積成正比，與環(huán)路電感 Lh成反比。

圖3所示為存在延遲差異的驅(qū)動脈沖波形，以此為例分析其對環(huán)流影響。在具有周期重復(fù)性的 7個時間段中

式中，tdead為上下管驅(qū)動脈沖死區(qū)時間；?tdelay為兩功率模塊驅(qū)動脈沖延遲差異時間。

圖3 存在延遲差異的驅(qū)動脈沖波形Fig.3 Driving pulses with different transmission delay

當(dāng)電流i1、i2為正時，存在下列情況：

（1）在?t3時間段，差模電壓Ud=Udc，環(huán)流正增量為?id+=Udc?t3/Lh。

（2）在?t5時間段，差模電壓 Ud=-Udc，環(huán)流負(fù)增量為?id-=-Udc?t5/Lh。

（3）在其他時間段，差模電壓Ud為零，環(huán)流增量為零。

根據(jù)前面分析，在忽略器件等效內(nèi)阻和線路寄生電阻情況下，如果?t3=?t5（i1、i2為正時），一個調(diào)制周期內(nèi)環(huán)流正負(fù)增量可以相互抵消，環(huán)流在零軸上下波動，直流分量為零，如圖4a所示。否則，環(huán)流將發(fā)生單向偏移，最后導(dǎo)致嚴(yán)重不均流發(fā)生。i1、i2為正，?t3＞?t5時，環(huán)流發(fā)生正向偏移，如圖4b所示。

圖4 環(huán)流示意圖Fig.4 Figure of circulating current

3.2 環(huán)流衰減分析

實際情況下，由于器件等效內(nèi)阻和環(huán)路寄生電阻的存在，在Ud=0的時間段環(huán)流id并非保持不變，而是按照RL模型衰減。圖 5為RL衰減模型，Rh為環(huán)路等效電阻，id(0)為環(huán)流初始值。

圖5 環(huán)流衰減模型Fig.5 Attenuation model of circulating current

環(huán)流衰減公式為

同樣以 i1、i2為正時為例，一個調(diào)制周期中，其環(huán)流衰減波形如圖 6所示，其中，idp(0)代表正向環(huán)流最大值，idn(0)代表負(fù)向環(huán)流最大值。

圖6 環(huán)流衰減波形Fig.6 Attenuation waveform of circulating current

因此，在考慮環(huán)流衰減的情況下，即使?t3與?t5存在微小的差異，也能夠?qū)h(huán)流限制在零軸附近波動，而不發(fā)生嚴(yán)重偏移。

3.3 環(huán)流抑制

由圖4a和圖6可知，環(huán)流總是在零軸上下波動，且環(huán)流最大值總是小于環(huán)流增量?id。因此，通過限制環(huán)流增量?id，就達(dá)到限制環(huán)流最大值的目的。

考慮到線路寄生電感 Ls都比較小（1～2μH），所以需要外加電感來增大環(huán)路電感Lh，從而限制環(huán)流。

為了保證并聯(lián)點A之前主電路參數(shù)的對稱性，可以采取如下兩種方案：

（1）雙獨(dú)立電感抑制動態(tài)環(huán)流方案。如圖 7a所示，兩個參數(shù)相同（L1=L2）的獨(dú)立電感分別串到兩個功率模塊交流輸出與并聯(lián)點A之間。由于流過電感L1、L2的電流非常大，為了防止電感飽和，必須選用較大體積的磁心或者采用空心電感，從而大大增加裝置體積和重量。

（2）差模電感抑制動態(tài)環(huán)流方案。圖7b所示為采用差模電感抑制環(huán)流的方案，由于 i1、i2中的共模電流分量在差模電感 Ld磁心中產(chǎn)生的磁通相互抵消，只有環(huán)流id會在磁心中產(chǎn)生磁通，而環(huán)流id通常遠(yuǎn)小于i1、i2，因此電感磁心體積可以大大減小。此外，差模電感能夠更好地保證兩個并聯(lián)支路參數(shù)的一致性。

實際應(yīng)用中，差模電感可按如下公式進(jìn)行取值：

式中 Udc——直流電壓；

?td——兩功率模塊開關(guān)動作時刻最大差異；

?id——并聯(lián)允許的最小環(huán)流。

圖7 兩種環(huán)流抑制方案Fig.7 Two methods to suppress the circulating current

4 仿真及實驗驗證

本文設(shè)計了圖8所示的基于無源逆變的并聯(lián)測試電路，其中各相均為圖2所示的兩個功率模塊并聯(lián)，三相逆變輸出接阻感負(fù)載。

圖8 功率模塊并聯(lián)測試電路Fig.8 Test circuit for power modules parallel

為了驗證文中所述環(huán)流形成機(jī)理，首先用Matlab中Simulink搭建了圖8所示的仿真電路，主要仿真參數(shù)如下：并聯(lián)支路寄生電感 Ls=10μH，開關(guān)頻率fs=2kHz，同一相并聯(lián)的兩個功率模塊驅(qū)動脈沖如圖3所示，脈沖延遲差異?tdelay=2μs，死區(qū)時間tdead=6μs，仿真結(jié)果如圖9所示。

圖9 仿真波形Fig.9 Simulation waveforms

從圖9可以看出，兩個功率模塊輸出電流ia1、ia2上都有較大的毛刺。該毛刺是因為兩功率模塊開關(guān)時刻差異造成的環(huán)流 ia1-ia2引起的，其持續(xù)時間雖短，但是幅值較大，長期重復(fù)作用于器件會增加發(fā)熱、縮短器件壽命。值得注意的是，總輸出電流 ia1+ia2波形上沒有毛刺，說明并聯(lián)環(huán)流并不反映到總輸出電流上，因此實際應(yīng)用中很容易被人忽視。

其次，采用西門康公司的 SKIIP智能功率模塊實際搭建了圖 8所示的測試電路。根據(jù)廠家數(shù)據(jù)手冊，兩個功率模塊參數(shù)差異造成的開關(guān)時刻差異最大僅為 150ns。但由于模塊間采用銅排連接，并聯(lián)回路寄生電感只有 1～2μH左右，所以各功率模塊輸出電流上毛刺仍然較大，實驗波形如圖10所示。

圖10 未加電感時功率模塊輸出電流波形Fig.10 Current waveforms of paralleled power modules without extra inductance

外加電感對抑制并聯(lián)環(huán)流的作用也通過實驗進(jìn)行了驗證。圖11所示為外加電感后兩模塊輸出電流波形。

圖11 外加電感后功率模塊輸出電流波形Fig.11 Current waveforms of paralleled power modules with extra inductance

實驗發(fā)現(xiàn)，外加兩個 10μH獨(dú)立電感與外加一個 20μH差模電感對環(huán)流的抑制效果相當(dāng)，但是差模電感體積和重量遠(yuǎn)小于兩個獨(dú)立電感。

為進(jìn)一步說明功率模塊并聯(lián)的有效性，定義電流有效值不均流度為

式中，I1、I2分別為兩并聯(lián)支路電流有效值。

實驗中對各相中兩并聯(lián)功率模塊輸出電流有效值進(jìn)行了記錄，下表中所示為一組典型數(shù)據(jù)。

從表中可知，各相并聯(lián)功率模塊輸出電流有效值不均流度小于10%，能夠滿足工程應(yīng)用要求。

表 并聯(lián)功率模塊輸出電流有效值Tab. Current RMS of each paralleled power module

5 結(jié)論

為了在保證系統(tǒng)的可靠性的前提下進(jìn)一步提高單臺變流器容量，提出了功率模塊并聯(lián)技術(shù)方案，分析了并聯(lián)環(huán)流產(chǎn)生機(jī)理，給出了環(huán)流抑制措施，并借助于仿真和實驗進(jìn)行了驗證，得出如下結(jié)論：

（1）并聯(lián)功率模塊之間開關(guān)時刻的差異，是并聯(lián)環(huán)流產(chǎn)生的根源，外加電感可以起到抑制環(huán)流的作用。

（2）在相同環(huán)流抑制效果情況下，差模電感的體積和重量遠(yuǎn)小于兩個獨(dú)立電感，且更能夠保證并聯(lián)支路參數(shù)的一致性。

（3）相同的器件和對稱的主電路結(jié)構(gòu)能夠保證并聯(lián)功率模塊電流有效值不均流度小于10%，可以滿足工程應(yīng)用需要。

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